Главная » Книги и журналы

1 ... 4 5 6 7 8 9 10 ... 22

Таблица 4-3. Основные формулы для расчета на активную нагрузку

Схема выпрямителя

Средний вы-пр.я,млеяный ток диода

Импульсное обратное напряже-иие диода

Импульсный прямой ток

ВД пр.и

Вспомогательный расчетный коэффициент

Рнс. 4-13,а Рис. 4-13,6

1,21 In

3,3-10

Рис. 4-13,e Рис. 4-13,г

1.051/и.х

1,05/

1-10

Таблица 4-4. Основные формулы для расчета трехфазных

Схема выпрямителя

Средний выпрямленный ток диода

Импульсное обратное напряжение диода

обр .и

Импульсный прямой ток диода

пр.и

Вспомогательный

расчетный коэффициент

Рис. 4-13,0

2 и^у, У 2 зг/н

Fo 2,3 /

4,1-10

Рис. 4-13,6

2t/2xl2 3f/

Гв 2,3/н

4,1-10

Рис. 4-13,в Рис. 4-13,г

г/2хГб 1,51/

fo 1.15/

1,9-10

Таблица 4-5. Основные формулы для расчета трехфазных

Схема выпрямителя

Средний выпрямленный ток днода

вп.ср

Импульсное об ратное напряжение диода

обр. и

Импульсный прямой Так диода / р^

Вспомогательный расчетный коэффициент

Рис. 4-13, Рис. 4-13,6

3,3-10

Рис. 4-13,в Рис. 4-13,3

1.05(/и.х==

1-10



трехфазных выпрямителей, работающих без сглаживающего фильтра

Напряжение на вторияисй обмотке трансформатора п режиме холостого хода

Эффективнюе значение тока

Габариггная мощность трансфор онатора Pag

первичной об-мотжн траис-форматора

вторичной об-

МОТВИ /2эф

Диюда /д ф

0,855

0.47 ,/

0,58 /н

0,58 /н

l,36t/ /

0,431/.

0,82 пЛн

0.82/н

0,58 /н

l,05t/./

выпрямителей с емкостным сглаживающим фильтром

Нагаряжение на вторичной обмотке трал-сформатаре в режиме холостого хода

Эффектаквное значение тока

первичной обмотки /ф

вторичной обмотки

Габаритная мощность трансформатора

габ

BoI/h

т'гэф g

2г/н/н

BoU выпрямителе

П,/2эф

Й co сглаживающим фн

льтром LC

7-типа

1.2t/ /

Напряжение на вторичной обмотке трансформатора в реж1име холостого хода Ujx

Эффективное зиаяение тока

Габаритная мощность т1>а|И1сфор-матора Р^аб

первичной об-

моши /(зф

вторичной обмотки /2эф

днода д. эф

0,855

0,47 п^/

0.58 /и

0,58/

1,35 (/ .3t /и

0.431/,.,

0,82пт/н

0,82/н

0,58 /н

1,051/ ,/и






U06p 1

Рис. 4-15. Временные диаграммы, Рис. 4-14. Временные диаграм- иллюстрирующие работу мосто-мы, иллюстрирующие работу вых трехфазных выпрямителей-трехфазных выпрямителей с вы- на активную нагрузку без филь-водом нулевой точки вторичных тра. обмоток трансформатора в случае активной нагрузки без фильтра.



Методика расчета трехфазных выпрямителей совпадает с методикой расчета однофазных выпрямителей. В этом случае в расчетную формулу для Lp следует подставить s, =3, при определении , я3в и и„ J. принять /ИвЗ для схем с выводом нулевой точки вторичных обмоток трансформатора или =6 для мостовых схем.

4-3. Транзисторные сглаживающие фильтры

Особую группу сглаживающих фильтров представляют собой транзисторные фильтры, в которых для подавления пульсаций выпрямленных напряжений используется транзистор, работающий в режиме активного усиления.

Рис. 4-16. Схема простейшего транзисторного фильтра. ц


Принцип действия транзисторных фильтров рассмотрим на примере простейшей схемы, изображенной на рис. 4-16. На вход такого устройства подается выпрямленное напряжение i/вх. содержащее в своем составе как постоянную, так и переменную составляющие. Переменная составляющая входного напряжения благодаря соответствующему включению конденсатора С выделяется на резисторе , включенном в цепь базы транзистора Т. Для этой цели должно выполняться следующее неравенство: ?5>1 ИвХ Х2я fC.

В этом случае ток базы транзистора Т практически не содержит переменной составляющей, а следовательно, и ток коллектора тоже почти не изменяется во времени. По этой причине вся переменная составляющая входного напряжения практически полностью выделяется на транзисторе. Небольшие пульсации напряжения на нагрузке являются следствием некоторого увеличения коэффициента передачи тока транзистора в функции приложенного к нему напряжения, а также сравнительно небольшой переменной составляющей напряжения на конденсаторе С.

Коэффициент сглаживания (фильтрации) переменной составляющей приложенного напряжения 1 для такого фильтра равен [ГЗ]:

Ъ к

базы и коллектора 75

(4-1)

где и Ту -соответственно сопротивления транзистора Г; Хс = Цт-Ч п fC.



Как отмечено в [13], включение нагрузки 6 цепь коллектора транзистора приводит к уменьшению коэффициента сглаживания фильтра.

При увеличении тока нагрузки сопротивление уменьшается, что приводит к необходимости значительного увеличения емкости (а значит, массы и габаритов) конденсатора С. В этом случае )екомендуется применять транзисторный. фильтр с двухзвенным -?С-фильтром в цепи базы транзистора (рис. 4-17, а). В схеме на рис. 4-17,6 ток делителя Ri-Rs должен выбираться значительно большим, чем ток базы транзистора Т.

Для такой схемы коэффициент сглаживания равен:

\ {Ri + R2)4

(4-2)

Лучшие характеристики по сравнению с простейшими схемами транзисторных фильтров имеют схемы, выполненные на составном, транзисторе. В качестве примера на рис. 4-18 приведена одна из таких схем.

Здесь силовой транзистор выполнен составным на транзисторах Ту-Гз с целью увеличения коэффициента передачи тока и уменьшения выходной проводимости. Резисторы Ry и Rz образуют делитель напряжения, одно из плеч которого шунтировано конденсатором С. Резисторы Rs и Ri обеспечивают устойчивую работу составного транзистора при изменении температуры окружающей среды. Ток, протекающий через каждое из hhxJ должен превышать максимальное значение обратного тока коллектор-эмиттер соответствующего транзистора.

Пример расчета подобного транзисторного фильтра приведен в {13]. Расчет проводился при следующих исходных данных: Ub-20 В, Рн=15-ь25 Ом, суммарная нестабильность выходного' напряжения Д t/н меньше ±3,5 В (от изменения йн - Д t/н меньше ± 1 В, от изменения температуры окружающей среды в диапазоне от -10 до +50°С Ath меньше ±Q,5 В); нестабильность входного иапряжения Д (/вх = jifo % коэффициент пульсаций входного на-прижения пульс.вх-l частота пульсаций f=800 Гц; коэффи-

циент сглаживания

= 50.


О

Рис. 4-17. Транзисторные фильтры с двухзвенным /?С-фильтром в цепи базы транзистора.



Параметры элеМейТов рассчитанного фильтра: транзисторы Ti - П210, 7-2 - 0214, 7-3 -МП14, /?, = 1.8 кОм, /?2=6,8 кОм, i?3= =5,1 кОм, /?4-820 Ом, /?5=1,5 кОм, С=10 мкФ, требуемое номинальное значение напряжения питания равно 26,6 В.

На рис. 4-19 приведены практические схемы транзисторных сглаживающих фильтров, выполненных на базе интегральных микросхем 1УТ40.2 (рис. 4-19,0) и 1УТ405 (рнс. 4-19,6).

Параметры элементов транзисторного фильтра на рнс. 4-19, а: /?1 0,5 МОм (подбирается при настройке фильтра с целью установки требуемого значения выходного лапряжения); ?2=з=1кОм; R=R=RR,= l МОм; С,=С4=С5=0,22 мкФ; С2=Сз=1000 пФ; Т , -КТ903, Гг. 7з -КТ315, У,-1УТ402. Параметры элементов транзисторного фильтра на рис. 4-19,6; /?i=l МОм (подбирается при настройке); /?2=/?4=?5=в= 1 МОм; i?3=100 Ом; Су = Сз= = С4=0,03 мкФ; С2=1000 пФ; У,-1УТ405; Г, -КТ903; Т^, Т^ - КТ315.

Рис. 4-18. Транзисторный фильтр с составным транзистором.


Разработанный в [16] транзисторный фильтр (рис. 4-19, а) прн напряжении питания f/вх =25 В. напряжении на нагрузке 1/н= 19-21 В и токе нагрузке /н =0,7 А имеет при частоте пульсаций 20, 50, 100 и 800 Гц коэффициент сглаживания, равный 2000, 4000, 6000 и 12 000.

Применение микросхемы 1УТ405 вместо 1УТ402 позволило при тех же параметрах и фильтрующих свойствах транзисторного фильтра примерно в 8-10 раз снизить суммарную установленную ем-


Рис. 4-19. Транзисторные фильтры на базе интегральных микросхем 1УТ402 (о) и 1УТ405 (б).



Roctb используемых конденсаторов. Транзисторные сглаживающие фильтры не обладают стабилизирующим действием - медленные изменения напряжения на их входе приводят к пропорциональному изменению напряжения на нагрузке.

Во всех случаях, когда одновременно с подавлением пульсаций выпрямленного напряжения требуется и его стабилизация в условиях изменяющегося напряжения питания и нагрузки, на практике применяются транзисторные стабилизаторы непрерывного действия. Принцип их работы и основные схемы будут рассмотрены в гл. 6.

4-4. Особеииости работы и расчета выпрямителей при питании от переменного напряжения прямоугольной формы повышенной частоты

В современных ИВЭ радиоэлектронной аппаратуры сравнительно часто используется подключение выпрямителей к выходу статических преобразователей напряжения, выполненных на полупроводниковых приборах. При этом напряжение на входе выпрямителя имеет либо прямоугольную, либо ступенчатую форму. Ввиду того, что такой режим работы выпрямителя значительно отличается от рассмотренного в параграфах 4-1 и 4-2, ниже приводятся характерные особенности работы и расчет выпрямителя, при питании его от переменного напряжения прямоугольной формы.

Прн питании выпрямителя от прямоугольного напряжепия повышенной частоты существенно проявляются инерционные свойства полупроводниковых диодов. В момент коммутации напряжения диоды теряют вентильные свойства на интервалах, составляющих существенную часть рабочего полупериода. Это приводит к изменению характеристик выпрямителей н должно учитываться при их проектировании. Кроме того, учет влияния инерционных свойств диодов обязателен также при анализе процессов в транзисторных инверторах, к которым подключены выпрямители.

Рассмотрим работу двухполупериодного выпрямителя с емкостным сглаживающим фильтром (рнс. 4-20, а, б) прн выпрямле* НИН переменного напряжения прямоугольной формы с длительностью фронтов /ф. Пусть в момент времени ty (рис. 4-20, в) напряжение на входе выпрямителя, а следовательно, и прямой ток от- крытого диода Ду (Д^) начали уменьшаться. В момент t2, когда переменное напряжение сравнялось с напряжением на нагрузке, ток через открытые диоды выпрямителя становится равным нулю, а затем изменяет свое направление.

В момент времени заканчивается процесс рассасывания избыточных носителей заряда в базовой области закрываемого диода и ток через него резко уменьшается. Длительность интервала рассасывания и амплитуда обратного тока через диоды выпрямителя зависят от их инерционных свойств н скорости изменения тока, протекающего через диоды на интервале рассасывания. В момент времени ti, когда изменившее знак напряжение на входе выпрямителя вновь станет равным напряжению иа нагрузке, открываются очередные диоды, через которые происходит подзаряд кон-, денсатора фильтра.




---- ----.

с

tpat.A

[Oriijnbc

Рис. 4-20. Однофазные выпрямители с емкостным фильтром при выпрямлении переменного напряжения прямоугольной формы.

Пусть при смене полярности напряжения на входе выпрямителя оно измендется по линейному закону

B = f/B (1-2 /ф). (4-3)

где -длительность фронтов переменного напряжения.

В этом случае изменение тока через закрываемый диод выпрямителя Б интервале рассасывания избыточных носителей, заряда в его базовой области определяется выражением

где /Ид - число диодов, в каждом плече выпрямителя.

Длительность интервала рассасывания рас.д может быть определена с помощью графика на рис. 4-21, Коммутационный выброс обратного TjpKa через выпрямительный диод

2 t/в t,

овр.м

рас.д

(4-5)

Рис. 4-21. Зависимость от параметра

рас-д




где Ub-напряжение на входе выпрямителя; U p - падение напряжения на открытом диоде; /н - ток нагрузки выпрямителя.

Требуемая емкость конденсатора фильтра Сф при заданном уровне пульсаций выпрямленного напряжения Д U определяется по формулам:

ф 4ф и эф<С^?нСф

при

рас.д

Д i/

Щ и„р Rh /ф

(4-6)

при /эф~0 (случай безынерционных диодов в выпрямителе)

При работе выпрямителя на LC-фильтр с большой индуктивностью дросселя (рис. 4-22, а, б) ток открытого . диода остается практически неизменным в течение полупериода вплоть до момента смены полярности входного напряжения (рис. 4-22, в). В интервале рассасывания пзбыточных носителей в базовой области закрываемого диода, который наступает вслед за прохождением напряжения на входе выпрямителя через нулевое значение, все диоды выпрямителя одновременно оказываются в открытом состоянии.

Гр Д,

-J-1-,

Ь

ОБР.м

Рис. 4-22. Однофазные выпрямители со сглаживающим фильтром LC-типа при выпрямлении переменного напряжения прямоугольной формы.

Можно показать, что в идеализированном случае, когда вольт-амперная характеристика открытого диода определяется выражением f/ p =/ р/- рд, где Гдрд-сопротивление проводящего диода, ток через закрываемый диод в интервале рассасывания изменяется в соответствии с выражением (4-4), а амплитуда обратного тока через него может быть вычислена по формуле (4-5). При этом амплитуда прямого тока через выпрямительные дноды достигает значения

21/в

rrVnpl- (4-8)

Таким образом, независимо от вида сглаживающего фильтра инерционные свойства полупроводниковых диодов обусловливают появление коммутационных токов через дноды выпрямителя и



приводят к возрастанию потерь мощности в последнем пропор-ционально с' увеличением частоты выпрямляемого напряжения.

С Наиболее сильное влияние инерционных свойств выпрямительных диодов на значение пульсаций выходного напряжения проявляется в случае емкостного сглаживающего фильтра, так как при смене полярности переменного напряжения конденсатор фильтра разряжается здесь через цепь с очень малой постоянной времени. В случае сглаживающего фильтра LC-типа дроссель увеличивает постоянную времени разрядной цепи конденсатора, в которую входят закрываемые диоды выпрямителя, и ослабляет влияние их инерционных свойств на уровень пульсаций выпрямленного напряжения.

Для реальных выпрямителей, как правило, не удается обеспечить одинаковую амплитуду напряжения на входе сглаживающего фильтра в обоих смежных полупериодах переменного напряжения. Это является результатом неизбежного разброса постоянных, прямых напряжений диодов в обоих плечах выпрямителя, несимметрии выходных обмоток трансформатора в схемах на рис. 4-20, а и 4-22, G, а при включении выпрямителя на выход инвертора, кроме того, еще и результатом разброса падений напряжения на открытых транзисторах в обоих плечах последнего.

В этом случае пульсации выпрямленного напряжения на выходе выпрямителя имеют двоякий характер: высо1дачастотные (импульсные) пульсации, обусловленные ненулевой длительностью фронтов выпрямляемого напряжения (Д f/.), и низкочастотные пульсации, которые появляются вследствие различия в амплитудах выпрямляемого напряжения в его смежных полупериодах (Д1/и).

На рис. 4-23 в качестве примера приведены временные диаграммы токов и напряжений для. выпрямителя с емкостным сглаживающим фильтром, когда амплитудные значения выпримляемо-го напряжения в его обоих смежных полупериодах не равны друг другу.

В момент tj напряжение на входе выпрямителя начало уменьшаться. При этом ток, протекающий через открытый диод Ду (Да), уменьшается до нуля, а затем изменяет свое направление. Обратный ток через диод Ду (Да) резко спадает до нуля после окончания процесса рассасывания избыточных носителей заряда в его базовой области (момент s). Конденсатор фильтра, первоначально заряженный до напряжения - д^/пр, начинает разряжаться на сопротивление нагрузки, а в интервале i-<2-и на внутреннее сопротивлеиие источника питания. До тех пор, пока уменьшающееся напряжение на конденсаторе Сф не достигнет значения U, ток через диод Дг (Дз) отсутствует.

В момент 3 напряжение на конденсаторе фильтра сравнялось с напряжением на входе выпрямителя и через диод Дг (Дз) начал нарастать прямой ток, который достигает значения тока нагрузки, когда напряжение на Сф будет равно - mUjyp (момент 4)-Уменьшение напряжения на входе выпрямителя в момент h приводит к дополнительному разряду Сф до своего минимального напряжения (момент б), после чего при равенстве напряжений в и Ын открывается диод Ду. и начинается подзарядка конденсатора Сф.

Из приведенных на рис. 4-23 кривых видно, что емкостный фильтр отличается сравнительно плохим сглаживающим действи-



1 ... 4 5 6 7 8 9 10 ... 22
Яндекс.Метрика