Главная » Книги и журналы

1 ... 17 18 19 20 21 22

оптимальной мощности, выполненных на тороидальных сердечниках из ектротехнической стали Э-350 при перегреве обмоток, равном 50°С [26].

Как показывают расчеты, для каждого ИВЭ существует некоторая оптимальная частота преобразования, при которой его к.п.д. будет максимальным. С другой стороны, существует и такая частота преобразования, при которой масса и габариты данного ИВЭ будут минимальными. В общем случае значения этих частот могут не совпадать, вследствие чего в одном и том же ИВЭ, как правило, не удается одновременно совместить наименьщие габариты с максимальным к.п.д.

Практический интерес представляет выбор некоторой опти- мальной частоты преобразования, при которой достигается определенный компромисс между сравнительно небольшими габаритами и массой ИВЭ и достаточно высоким его к.п.д.

Значение оптимальной частоты преобразования является сложной функцией параметров и режимов работы элементов ИВЭ, его выходной мощности и напряжения питания. Его определение свя-

Рис. 10-2. Зависимость к.п.д. силовых трансформаторов от частоты переменного напряжения -Р„ = 10 Вт; 2 - Рн = 50 Вт; 5 -Рн = 100 Вт).

❖ кГц S

зано с необходимостью разработки достаточно строгих математических моделей современных ИВЭ и использованием для решения этой задачи электронно-вычислительных машин.

В настоящее время эта задача не решена, хотя для некоторых наиболее простых устройств получены практические рекомендации по выбору оптимальней частоты преобразования. На рис. 10-3 в качестве примера. -приведены графики зависимостей оптимальной частоты преобразования /опт, минимальной удельной массы &и=Ои-10/Рн (где Си - масса инвертора; Рн-мощность его нагрузки) и максимального к.п.д. т] для автогенератора с насыщающимся силовым трансформатором (см. рис. 8-9, а), выполненного на низкочастотных силовых транзисторах типа П210. Расчет выполнялся для частного случая - напряжение питания 20 В, трансформатор автогенератора намотан на тороидальном магнитопроводе из пермаллоя 34НКМП толщиной 0,1 мм, перегрев обмоток трансформатора равен 50°С. Сравнительно низкое значение оптимальной частоты преобразования в данном примере явилось результатом выбора неэкономичной схемы инвертора и использования низкочастотных бездрейфовых силовых транзисторов.

Вообще следует отметить, что до недавнего времени в транзисторных преобразовательных устройствах широко применяли си-

ловые бездрейфовые транзисторы типов П26, П210, П214, П216 и др., которые ие позволяли повысить частоту преобразования в инверторах свыше 5 кГц. С появлением силовых дрейфовых транзисторов (4 >0,51,0 МГц и Тт<0,1н-0,3 мкс) резко расширились возможности элементной базы в части значительного повышения частоты преобразования в ИВЭ радиоэлектронной аппаратуры. Поэтому в число первоочередных задач, стоящих перед разработчиками таких устройств, выдвинулись задачи анализа и выбора наиболее экономичных схем основных функциональных узлов, исследования особенностей их работы при частотах в десятки и сотни килогерц, определения диапазона оптимальных частот преобразования и накопления опыта практической разработки высокочастотных преобразовательных устройств.

Повышение частоты преобразования в ИВЭ, как следует из принципа их работы, достигается за счет сокращения дпительности электромагИитных процессов. При этом происходят относительное (по отношению к рабочему полупериоду) увеличение длительности фронтов переменного напряжения и интервалов рассасывания из--

W, Уи,дуд =&н-Ю/Рн, rJ-BT

Рис. 10-3. Графики оптимальной' частоты преобразования, мини- 2,в\-0,8 мальвой массы и максимального к.п.д. для автогенераторов с на- 2,2 -0,G сыщающимся силовым трансфор- матором, выполненных на сило- т,8 вых Низкочастотных транзисторах. 1,1) \-о,г

О 20 tO 60 80Вт

быточных носителей в базовых областях силовых транзисторов и диодов в моменты их закрывания, а также увеличение динамических потерь мощности в транзисторах и диодах. Та область рабочих частот, при которой длительность коммутационных процессов становится соизмеримой с длительностью рабочего полупериода, а длительность импульса коллекторного тока силовых транзисторов инвертора заметно превышает длительность импульса тока базы, будет называться ниже областью высоких часто- преобразования.

Как показали проведенные исследования, транзисторные автогенераторы с насыщающимся силовым трансформатором (см. рис. 8-9) Б области высоких частот преобразования оказываются неэффективными из-за резкого ухудшения их энергетических характеристик. Основными причинами уменьшения к.п.д. таких инверторов являются увеличение тока, протекающего через коллекторные цепи транзисторов, и возрастание статических и динамических потерь в трайзисторах. Так, например, исследованный автогенератор на мощность 20 Вт, выполненный на силовых дрейфовых транзисторах по схеме, изображенной иа рис. 8-9, б, при частоте преобразования 30 кГц и напряжении питания 20 В имел к.п.д. всего 50%, в то время как к.п.д. автогенератора с неиасыщающимся силовым трансформатором при тех же условиях превышал 85%.

Особенности работы инвертора с неиасыщающимся силовым

трансформатором при высоких частотах преобразования рассмотрим на примере автогенератора с промежуточным насыщающимся трансформатором (см. рис. 8-10, о). Осциллограммы токов и напряжений, иллюстрирующие работу такого устройства при частоте преобразования 40 кГц, приведены иа рнс. 10-4.

Из приведейных осциллограмм видно, что при высоких частотах преобразования интервалы рассасывания избыточных носителей эрядов в базовых областях закрываемых транзисторов рас.т могут составлять значительную часть рабочего полупериода, поэтому их длительность должна учитываться как при расчете рабо-, чей частоты, так и при расчете нелииейиого магнитного элемента (в данном случае промежуточного насыщающегося трансформатора). При этом выражения для определения частоты преобразования в автогенераторах значительно усложняются, так как в них, помимо параметров иелинейнсго .магнитного элемента, будут входить параметры силовых транзисторов и характеристики режима их работы.

Применение в инверторах силовых дрейфовых транзисторов позволяет резко сократить длительиобть фронтов перемеииого на-

Рис. 10-4. Осциллограммы токов и напряжений в схеме автогенератора с промежуточным насыщающимся трансформатором (см. рис. 8-10, а) при частоте преобразования 40 кГц.

пряжения, которая в этом случае оказывается пренебрежимо малой по сравнению с длительностью рабочего полупериода вплоть до частот в несколько десятков и сотеи килогерц (рис. 10-4).

Для автогенераторов с ненасыщающимся силовым трансформатором существует некоторая предельная частота преобразования, определяемая возможностями применяемой элементной базы.

Для таких инверторов, выполненных иа современных силовых дрейфовых транзисторах, предельная частота преобразования составляет примерно 200-300 кГц. Однако на практике обычно ие

удается реализовать столь высокие частоты из-за дополнительных ограничений, вызванных конструктивным исполнением силового трансформатора. По мере увеличения частоты переменного напряжения .усложняется задача размещения на уменьшающемся магнитопроводе 1ужного числа обмоток, увеличивается количество вольт напряжения на каждый виток обмотки и затрудняется получение требуемых номиналов выходных напряжений. Как показывает накопленный к настоящему времени практический опыт, в современных ИВЭ радиоэлектронной аппаратуры удается обеспечить максимальную частбту преобразования в пределах до 50-100 кГц. Дальнейшее повышение частоты, по-видимому, будет связано с переходом на пьезоэлектрические трансформаторы, область применения и способы конструктивного исполнения которых только начинают исследоваться.

Для инверторов с независимым возбуждением рабочая частота определяется внешним задающим генератором. Наличие интервалов рассасывания избыточных носителей в области базы силовых транзисторов приводит в этом случае к появлению фазового сдвига между управляющим сигналом и выходным напряжением инвертора.

Как было отмечено выше, транзисторные инверторы с неиасыщающимся силовым трансформатором (как автогенераторы, так и усилители мощности) оказываются чувствительными к неидентичности параметров элементов, коммутируемых в смежных полупериодах работы схемы. Подмагничивание силового трансформатора постоянным током, являющееся результатом разброса параметров элементов, возрастает по мере увеличения частоты преобразования и может привести к нарушению нормальной работы инвертора.

Рассмотрим режим работы силового трансформатора инвертора при наличии подмагничивания. При отсутствии подмагничивания

Рис. 10-5. Искажение частной петли гистерезиса магиитиого материала сердечника силового трансформатора при наличии подмагничивания его постоянным током.

сердечник трансформатора перемагничивается по симметричной частной петле гистерезиса (рис. 10-5, кривая /) и'магнитная индукция в нем изменяется от значения +Вт ЯР значения - Вт-

Подмагничивание постоянным током приводит к смещению центра частной петли гистерезиса по основной кривой намагничивания из точки О в точку О, соответствующую напряженности поля Но от намагничивающей силы постоянного тока. При этом напряжение на первичной обмотке силового трансформатора не изменяется, .следовательно, и высота частной петли гистерезиса будет такой же, как в первом случае. Нетрудно увидеть, что подмагничивание силового трансформатора приводит к перемагничиванию его сердечника по несимметричному циклу (кривая 2) и при достаточно большом значении такого подмагничивания возможно насы-

щение силового трансформатора, несмотря на сравнительно малое значение Вщ. Это приводит к перегрузке силовых транзисторов одного плеча инвертора по току коллектора (см. рис. 8-11), возрастанию динамических потерь в транзисторах, снижению к.п.д. инвертора.-

Следует отметить, что по мере уменьшения магнитной проницаемости ферромагнитного материала магнитопровода силовой трансформатор при прочих равных условиях становится менее критичным к подмагничиванию его постоянным током.

Устранение насыщения силового трансформатора из-за подмагничивания его магнитопровода, вызванного разбросом параметров элементов инвертора, и ликвидация импульсных перегрузок транзисторов приобретают при высоких частотах преобразования особую актуальность. Наиболее простым средством борьбы с под-магничиванием является введение в схему инвертора регулируемой иесимметрии, с помощью которой можно компенсировать разброс параметров элементов. С этой целью в схему инвертора вводятся II дополнительные цепи, обеспечивающие несимметричное перемагни-чивание нелинейного элемента, или в базовые цепи силовых транзисторов вводятся резисторы с разным сопротивлением. Одновременно с этим целесообразно выбирать для силового трансформатора магнитопроводы, выполненные из ферромагнитных материалов с небольшой магнитной проницаемостью (например, ферриты с непрямоугольной петлей гистерезиса) и имеющие по возможности большую длину магнитной силовой линии.

При проектировании высокочастотных ИВЭ радиоэлектронной аппаратуры следует учитывать резкое уменьшение фактической емкости электролитических конденсаторов, используемых в сглаживающих фильтрах, по мере увеличения частоты переменной составляющей приложенного к ним напряжения. По этой причине для реального конденсатора фактическая емкость может оказаться существенно меньшей, чем ее номинальное значение, указанное на его корпусе и измеренное при низких частотах переменной составляющей приложенного напряжения. Сравнительно плохое использование таких конденсаторов при высоких частотах преобразования приводит к необходимости значительного увеличения установленной емкости (а следовательно, габаритов и массы) конденсаторов фильтров по сравнению с ее расчетным значением. Это же в значительной степени ограничивает возможности повышения частоты преобразования в ИВЭ.

На рис. 10-6 приведены характерные зависимости емкости конденсаторов различных типов. от частоты переменной составляющей приложенного к ним напряжения. Как видно из приведенных графиков, наихудшими частотными свойствами обладают конденсаторы с высокой удельной емкостью - танталовые и оксидно-полупроводниковые, наилучшими - керамические, металлобумажные и металлопленочные конденсаторы. Уменьшение емкости конденсаторов с частотой переменной составляющей приложенного напряжения будет тем сильнее, чем больше номинальное значение емкости данного конденсатора.

При увеличении частоты преобразования в ИВЭ одновременно с уменьшением емкости конденсаторов резко уменьшается допустимое для них значение переменной составляющей приложенного к ним напряжения. Так, например, для малогабаритных электролитических конденсаторов при увеличении частоты переменной составляющей от 1 до 5 кГц допустимая амплитуда пульсации должна

быть уменьшена примерно в 5-10 раз. Для некоторых типов конденсаторов, обладающих лучшими частотными свойствами (оксид но-полупроводииковые, алюминиевые и т. п.), допустимая амплитуда пульсации при тех же условиях может уменьшаться ппимео-но в 2-3 раза.

Отсутствие в настоящее время малогабаритных электролитических конденсаторов с высокой удельной емкостью, способных эффективно работать при частотах переменной составляющей приложенного напряжения более 20-50 кГц, является одним из основных факторов, ограничивающих частотный диапазон работы ИВЭ радиоэлектронной аппаратуры на указанном пределе.

Характер процессов в схемах преобразователей постоянного тока при высоких частотах преобразования не изменяется по срав-

Рис. 10.-6. Зависимости емкости конденсаторов от частоты переменной составляющей приложенного к ним напряжения (J - керамические и метал-лопленочные конденсаторы; 2 - оксидно-полупроводниковые; 3 - танталовые).

0,1, 0,2

о

с/сц-сгц)

ненйю с р. нее рассмотренными процессами в низкочастотных преобразователях. Исключение -составляет возрастание относительной (по отношению к длительности рабочего периода) длительности иНт тервалов рассасывания избыточных носителей заряда в базовых областях выпрямительных диодов и силовых транзисторов. В качестве примера на рис. 10-7 приведены осциллограммы, иллюстрирующие процессы в преобразователе постоянного тока, выполненном иа базе автогенератора с нелинейным насыщающимся дросселем, работающего на выпрямитель с емкостным сглаживающим фильтром, при частоте преобразования 66 кГц. Напряжение питания равно 20 В, потребляемый ток 1 А, в качестве силовых транзисторов использовались транзисторы типа ГТ905А, в качестве диодов выпрямителя - диоды типа КД204А. В выходном фильтое использовались керамические конденсаторы емкостью 2 мкФ. Особенности расчета и проектирования высокочастотных преобразователей постоянного тока рассмотрены в [6].

Несмотря нанекоторые отмеченные выше трудности проектирования высокочастотных ИВЭ радиоэлектронной аппаратуры, переход к повышенным частотам преобразования должен рассматриваться как эффективное направление их миниатюризации. Прогресс в полупроводниковой технологии, позволивший освоить промышленный выпуск новых силовых дрейфовых транзисторов и силовых импульсных диодов, привел к резкому увеличению частоты преобразования, которая в настоящее время достигает значений нескольких десятков килогерц. В первую очередь это относится к ИВЭ автономной радиоэлектронной аппаратуры, для которой проблема уменьшения массы,и габаритов стоит наиболее остро; а частота преобразования является внутренним параметром ИВЭ.

Данные, полученные в результате разработки высокочастотных ИВЭ, показывают, что масса и габариты таких устройств при про-

чих равных .условиях оказываются значительно меньшими, чем при сравнительно низких (1-2 кГц) частотах преобразования. Так, например, для ряда типовых многоканальных ИВЭ, выполненных иа дискретных полупроводниковых элементах по функциональной схеме, изображенной иа рис. 1-6, в, на мощность от 5 до 10 Вт и имеющих от трех до шести выходных цепей постоянного тока с напряжениями от 4 до 27 В и нестабильностью ±5-7%, переход от , частоты преобразования 4,8 кГц в импульсном стабилизаторе и 2,4 кГц в полупроводниковом инверторе соответственно к частотам 40 и 20 кГц позволил уменьшить их массу и габариты примерно в 3-4 раза. В обоих случаях массо-габаритные характеристики применяемой элементной базы были примерно одинаковыми.

Пример практической реализации многоканального высокочастотного ИВЭ, выполненного на базе силовых бескорпусных полупроводниковых приборов и специальных гибридно-пленочных микросхем частного применения, описан в -{28]. Функциональная схема данного ИВЭ приведена на рнс. 10-8.

Напряжение питания 10,5-14,5 В через входной сглаживающий фильтр LC-THna (L=40 мкГ, С=4,0 мкФ) поступает на вход инвертора с независимым возбуждением. Последний состоит из двухтактного усилителя мощности на бескорпусных транзисторах типа КТ908. и задающего гене)атора, который питается напряжением 9 В о выхода, непрерывного стабилизатора С,. В качестве задающего генератора использован автогенератор с насыщающимся силовым трансформатором, описанный в гл. 8 настоящей книги. Частота выходного напряжения инвертора равна 50 кГц.

К выходу инвертора подключены двухтактные выпрямители иа диодах Дх-Дб (ряд маломощных выходных цепей ИВЭ на рис. 10-8

не поюаэаи,. чтобы не усложнять его схему). Выпрямители Д\-Дг, Дs-Д^, транзистор 7i,. ши)ротно-импульоный модулятор (ШИМ), диод Дг, выхощиой сглаживающий фильтр LC-TiHina {Ь=Л мГ, С= =6.8м.кФ) .образуют импульсный ста1бил1взат,01р с частичной модуляцией. . При закрытом транзисторе 7i (беекорпуовой транэистрр типа KT.908iA) н.а вход ЬС-фильтра через диод поступает напряжение 8-112 В с выхода выпрямителя .Дз-Д*- При ОТ1Кры-вании Ti диод Д? заюры-

tpac. т.

t -5

-т

Рис. 10-7. Осциллограммы токов и напряжений в схеме преобразователя постоянного токапри высоких частотах преобразования.

вается под действием разности выходных напряжений обоих выпрямителей -Дг и Дз-Д^, а на вход 1.С-фильтра подается напряжение 18-26 В с выхода первого выпрямителя. Моментами открывания и закрывания транзистора управляет ШИМ, который обеспечивает изменение скважности импульсов напряжения на входе фильтра в процессе стабилизации выходных напряжений по цепям -f 15 и -f 12,6 В.

Непрерывный стабилизатор Сг в маломощной выходной цепи -fl2,6 В обеспечивает большую стабильность выходного напряжения и меньший уровень его пульсаций по.сравнению с выходным напряжением -Ь15 В.

Выпрямители Дз-Дц, Дб-Дб, транзистор и операционный усилитель У\ представляют собой релейный стабилизатор постоянного' напряжения. Прн закрытом транзисторе Тг (бескорпусной транзистор типа КТ908А) на вход стабилизаторов непрерывного действия Сз и С4 в выходных цепях -Ьб,2 и -f 5 В подается напряжение 7-9 В с выхода выпрямителя Дъ-Де- При открывании Тг диоды Дб и Де закрываются, а на вход Сз и С4 подается напряжение 8-12 В с выхода выпрямителя Дз-д4.

Моментами открывания и закрывания транзистора Тг управляет Уь на один вход которого подается стабилизированное напряжение с выхода ИВЭ, а иа другой вход - нестабильное напря-

-О

J=tFL

Рис. 10-8. Высокочастотный многоканальный источник питания малой мощности.

л ние, пропорциональное напря>йевию питания ИВЭ. Открывание и закрывание Тг происходят при напряжении питания ИВЭ, примерно равном 12,3-12,7 В. Изменение напряжения иа входе Сз и С4 в процессе регулирования приводит к уменьшетю мощности, выделяемой в стабилизаторах Сз и С4, н увеличению к.п.д. ИВЭ. Суммарный к.п.д. ИВЭ превышает 65%, его объем равен 160 см, масса 160 г. Нестабильность выходных иапряжений не более 1%, по маломощным цепям-не более 0,2 7о при изменении напряжения питания от 10,5 до 14,5 В и температуры окружающей среды от -60 до -f-60°C.

Конструктивно ИВЭ выполнен в виде двух ячеек. В первой с

размерами 113x49x5 мм (объем 33 см, масса 25 г) размещены импульсный стабилизатор и Сг. Во второй ячейке с размерами 114x110X11 мм (объем 125 см масса 135 г) размещены остальные элементы ИВЭ. Основные функциональные узлы ИВЭ - ШИМ, Ci-Ci, задающий генератор и т. п.- выполнены в виде гибридно-интегральных микросборок на бескорпусных полупроводниковых приборах.

10-3. Миниатюризация источников вторичного электропитания, использующих электроэнергию, получаемую от системы электроснабжения

Если для ИВЭ, использующих электроэнергию автономного источника постоянного тока, переход к повышенным частотам преобразования не затрагивает их схемы и в основном сохраняет неизменными ранее разработанные схемно-технические решения, то для ИВЭ, использующих электроэнергию, получаемую от системы электроснабжения, эта задача решается значительно сложнее. В последнем- случае решение данной задачи связано с неизбежным отходом от традиционных схемных построений ИВЭ (трансформатор-. но-вьшрямительный узел в сочетании с различными регуляторами, и стабилизаторами напряжения постоянного или переменного тока) и значительным усложнением их функциональных и принципиальных схем.

Миниатюризация данных преобразовательных устройств осуществляется главным образом за счет исключения громоздкого входного трансформатора, рассчитанного на низкую частоту питающего напряжения (чаще всего 50 Гц), и низкочастотных сглаживающих фильтров на выходе регулятора и выпрямителя. Это становится возможным благодаря введению в состав. ИВЭ данного

. вида дополнительных высокочастотных преобразователей постоянного тока, работающих при напряжении питания, равном амплитуде напряжения сети, и состоящих из высокочастотного инвертора и выпрямителей с емкостными фильтрами. Основные функциональные схемы таких источников питания приведены на-рис. 1-4 и кратко рассмотрены в гл. 1 настоящей книги.

Замена низкочастотного силового трансформатора и крупногабаритных сглаживающих фильтров малогабаритным высокочастотным (10-20 кГц) инверторным трансформатором и высокочастотными фильтрами позволяет существенно уменьшить массу и габариты подобных преобразовательных устройств.

В качестве одной из возможных практических реализаций ИВЭ с бестрансформаторным входом на рис. 10-9 приведена принципиальная схема силовой части такого устройства. Здесь трехфазное переменное напряжение 220 В, 50 Гц преобразуется мостовым вы- прямителем с емкостным сглаживающим фильтром (диоды Дх-Дв и конденсатор С,) в сравнительно высокое напряжение постоянного тока, равное 270-350 В. Импульсный стабилизатор напряжения постоянного тока с регулирующим транзистором 7, и сглаживающим фильтром Др1, Сг, подключенный к выходу силового вы-

- прямителя, осуществляет некоторое понижение иапряжения постоянного тока до значения 190-200 В с одновременной стабилизацией его значения. Диод Дг обеспечивает протекание тока нагрузки через дроссель Дрь когда регулирующий транзистор 7,

иаходиз-ся в закрытом состоянии. Транзистор Г, управляется ши-ротно-импульсным модулятором, схема которого здесь не приводится, так как подобные схемы были рассмотрены ранее в гл. 7 настоящей книги.

К выходу импульсного стабилизатора подключен высокочастотный инвертор, выполненный на транзисторах Ts, Тз и трансформаторе- Тр по схеме усовершенствованного инвертора с независимым возбуждением. Принцип действия такого инвертора рассмотрен в

220 в

220В О

Широтно-импумьсный модулятор

т

Санхронавация

Задающий генератор

Схема обратной связи

Рис. 10-9. Схема ИВЭ с бестрансформаторным входом.

гл. 8 книги. Выходное напряжение инвертора с помощью низковольтного выпрямителя на диодах Дю и Дц со сглаживающим фильтром Сз, Др2, С4 преобразуется в напряж;ение постоянного тока, которое затем используется для питания нагрузки.

Для устранения эффекта подмагничивания силового трансформатора Тр и связанных с ним коммутационных перегрузок! силовых транзисторов использованы резисторы Rz и Rn, включенные в эмиттерные цепи Ts и Тз. Снимаемые с этих резисторов напряжения поступают на оба входа операционного усилителя, входящего в состав задающего генератора и соответствующим образом изменяющего длительности обоих полупериодов управляющего сигнала иа выходе задающего генератора. Более подробное описание такого инвертора приведено в гл. в, его принципиальная схема изображена на рис. 8-18.

На вход ШИМ подается сигнал со схемы обратной связи, подключенной к выходу ИВЭ. Частота переключения модулятора определяется частотой управляющего сигнала на выходе задающего генератора и в 2 раза превышает последнюю.

В [29] для инвертора частота преобразования выбрана равной 10 кГц, для импульсного стабилизатора - 20 кГц. При этом объём элементов фильтра на выхрде импульсного стабилизатора состав-

1 ... 17 18 19 20 21 22