Главная страница
Строительная теплофизика
Строительство в США
Тепловой режим здания
Геохронология Земли
Антикоррозионная зашита конструкций
Архитектура
Строительство подземных сооружений
Дымовые трубы
Черчение для строителей
Обмоточные провода
Проектирование радиопередатчиков
Радиоприемное устройство
Резисторы
Резисторы - классификация
Транзисторы
Электропитание
Электрические аппараты
Металлические корпуса
Операционные усилители
Устройства записи
Источники вторичного электропитания
|
Главная » Книги и журналы 1 2 3 4 5 ... 22 ности вплоть до момента h, когда полярность входного напряжения питания изменится на обраткую. Из-за инерционности своего движения носители заряда, накопленные вблизи границ р-п перехода, исчезнуть мгновенно не могут. Поэтому, несмотря на перемену знака входного напряжения, диод еще некоторое время продолжает оставаться открытым (точка 3 на рнс. 2-2, е), и через него в обратном направлении протекает ток, примерно равный I и- Этот ток обусловлен рассасыванием избыточных носителей заряда вблизи границ р-п перехода под действием обратного напряжения. Рис. 2-2. Простейший выпрямитель на полупроводниковом диоде (а); осциллограммы, иллюстрирующие его работу (б); динамическая вольт-амперная характеристика полупроводникового диода (е). В момент <з р-п переход диода закрывается, ток через него начинает уменьшаться, стремясь в пределе к установившемуся значению /обр. определяемому статической вольт-амперной характеристикой диода (см. рис. 2-1, а). Отрезок времени f вое в течение которого происходит спад импульса обратного тока, называется временем восстановления обратного сопротивления диода. Уменьшение обратного тока сопровождается возрастанием обратного Иапряжения на диоде до амплитудного значения f/обр = - fп- Рабочая точка на динамической характеристике при этом перемещается в исходную точку О, и цикл выпрямления заканчивается. Из рассмотрения процессов в простейшей схеме выпрямителя вытекает, что на этапах рассасывания избыточных носителей заряда в базе диода и восстановления его обратного сопротивления нарушается паше представление о диоде как об идеальном вентиле, не обладающем проводимостью в обратном направлении, кото- рое лежит е основе существующих методов расчета выпрямителей. Инерционные свойства полупроводниковых диодов характеризуются эффективным временем жизни избыточных носителей заряда (эф)- Для рассмотренного выше случая длительность интервала рассасывания (см. рис. 2-2,6) р^ дКаО.З/дф, а длительность времени восстановления обратного сопротивления диода /вое ~ /эй) In - - . 2(по-1)/обр' где Паг^З. В том случае, когда R =0 (что соответствует работе диода на источник э.д.с. или подключению конденсатора параллельно нагрузке), обратный ток через диод в момент его закрывания может во много раз превышать ток нагрузки (рис. 2-3). Амплитуда выброса обратного тока может быть уменьшена посредством умень- Рис. 2-3. Обратный ток через полупроводниковый диОд на этапе рассасывания избыточных носителей заряда в его базовой области при i?h = 0. шения скорости изменения тока через диод в иктервале рассасывания избыточных носителей заряда внутри диода. Отметим, что при достаточно медленном изменении протекающего тока полупроводниковый диод в процессе своего переключения йз открытого состояния в закрытое своих вентильных свойств не теряет. В этом случае импульсы обратного тока сравнительно большой амплитуды отсутствуют, а диод может рассматриваться как Идеальный вентиль с односторонней проводимостью тока. Данный режим работы диода имеет место при выпрямлении переменного напряжения синусоидальной формы и сравнительно низкой частоты (рис. 2-4). Таким образом, к числу важнейших параметров полупроводниковых диодов в ряде случаев должно быть отнесено значение эффективного времени жизни избыточных неосновных носителей заряда, характеризующее инерционные свойства диодов. Однако до настоящего времени в справочниках по полупроводниковым приборам [2, 4, 5] такие данные отсутствуют. Инерционность реальных полупроводниковых диодов обусловливает зависимость средних значений выпрямленного напряжения и тока, эффективного значения тока через диод и потерь мощности в нем от частоты выпрямляемого напряжения. Очевидно, что такая зависимость будет тем сильнее, чем больше эффективное время жизни* избыточных неосновных носителей в диоде и чем ближе форма выпрямляемого напряжения к прямоугольной. Так, например, при выпрямлении переменного напряжения прямоугольной формы (рис. 2-2, а) зависимости средних значений выпрямленного тока /вп.ср и напряжения £/н.ср> эффективного значения тока через лиод /д.эф потерь мощности Рд от частоты выпрямляемого напряжения f имеют следующий вид: /н , , -1/2 f п.ср (1-эф/е (2-1) н.ср ~ вп.ср! Kl + 0.25эфfв-Ф^ д~д.эфCпp + o,4/п/ 4ф^ (2-2) (2-3) (2-4) Графики частотных зависимостей fn.cp н.ср для некоторых типов полупроводниковых диодов при выпрямлении ими переменного напряжения прямоугольной формы приведены на рис. 2-5. Графики на рис. 2-6 иллюстрируют зависимость температуры корпуса диода от частоты выпрямляемого напряжения. Рис. 2-4. Временные диаграммы, иллюстрирующие режим выпрямления полупроводниковым диодом переменного напряжения синусоидальной формы низкой частоты. Для диодов, как и для всех полупроводниковых приборов, ха-.рактерна сильная зависимость значений их параметров от температуры корпуса. Эта зависимость должна приниматься во внимание при разработке источников питания радиоэлектронной аппаратуры, предназначенных, для работы в широком диапазоне изменения температуры окружающей среды. Как отмечено в [2], постоянное прямое напряжение диода, вызванное протеканием через него прямого тока, при изменении температуры на 1°С изменяется примерно на 2 мВ. Увеличение температуры корпуса диода - приводит при неизменном прямом токе к уменьшению постоянного прямого напряжения диода, уменьшение температуры - к увеличению этого напряжения. От температуры корпуса диода сильно зависит обратный ток, протекающий через закрытый диод при приложении к нему обратного напряжения. Так, при увеличении температуры на каждые 10°С обратный ток германиевых диодов увеличивается, приблизительно в 2. раза, а кремниевых диодов - в 2,5 раза. ~ ч V 0,9
ro 000 Fq Рис. 2-5. Зависимость средних значений выпрямленного тока и напряжения от частоты переменного напряжения прямоугольной формы. / - импульсные диоды типов Д310, КД204, КД213А, КД212А; 2 - силовые диоды малой и средней мощности типов Д205, Д210, Д237; 3 - мощные диоды типов Д2;5, Д232, Д233.
1000 Рис. 2-6. Зависимость температуры корпуса диода от частоты выпрямляемого напряжения прямоугольной формы. / - диоды типа Д7Ж; 2 - диоды типа Д2Ш. 2-2. Транзисторы Транзисторы в ИВЭ используются либо в качестве усилительных элементов для усиления мощности сигналов постоянного (реже переменного) тока, либо в качестве управляемых полупроводниковых ключей, осуществляющих коммутацию постоянного тока в силовых цепях. По способу подключения к транзистору источника входного сигнала С/в и источника коллекторного напряжения £ к различают транзисторные каскады с общим эмиттером (ОЭ), общей базой (ОБ) и общим коллектором (ОК). В каскаде с ОЭ общая шина источника входного сигнала и источника коллекторного напряжения подключена к эмиттеру, транзистора, а нагрузка /?н включена в цепь его коллектора (рис. 2-7). В каскаде с ОБ общая шина этих источников подключена к базе транзистора (рис. 2-8), а нагрузка по-прежнему включена в цепь его коллектора. В каскаде с ОК (рис. 2-9) нагрузка одним концом соединена с эмиттером транзистора, а к ее другому концу подключена общая шина источника входного сигнала и источника коллекторного напряжения. Рассмотрим простейший каскад с ОЭ (рис. 2-7) в случае его работы на нагрузку активного характера. Увеличение (уменьшение) напряжения эмиттер--база Д{7 эБ приводит к соответствующему увеличению (уменьшению) тока базы транзистора Д/. а следовательно, к увеличению (уменьшению) тока эмиттера Д/д и тока коллектора Д/j: Д к = 213 Д б ; Д = (%э +1) Д б где Л21Э - статический коэффициент передачи тока. . Изменение тока коллектора вызывает пропорциональное из- о- Рис. 2-7. Простейший транзисторный усилительный каскад с общил! эмиттером на транзисторе р-п р типа (а) и. пр-п типа (б). - + 0- -О- -о- -о -0+ +0- Рис. 2-8. Транзисторный каскад с обшей базой на транзисторе р-п-р типа (й) и я-р-/г типа (б). О--*- -О Рис. 2-.9. Транзисторный каскад с обншм KOjuieKTopOM иа транзисторе р-п-р типа (а) и п-р-п типа (б). менение напряжения па нагрузке и напряжения коллектор-эмиттер транзистора A(/jg = Л IjRh- Определив значения произведений Д к. кэ и Д эб и вычислив их отношение, нетрудно получить коэффициент усиления транзисторного каскада по мощности К ур- к^кэ Д'к А К А /g А /б Л э 2.э ,- .(2-5) где = А эб/б-в.ходпое сопротивление транзистора. 26 Для мощных транзисторов при токах эмиттера, превышающих десятки-сотни миллиампер, Лцд составляет единицы-десятки ом, для маломощных, транзисторов /i,ig увеличивается до сотен ом. При достаточно большом напряжении £,< (к 2> эв) сопротивление нагрузки i?h может быть выбрано много большим/ijjg, что при hiQl обусловливает сравнительно большое усиление сигнала по мощности даже в рассматриваемом случае простейшего транзисторного каскада. Пример. Пусть ho,=\0, /13=10 Ом. При i?h=100 Ом коэффициент усиления рассматриваемого каскада по мощности со-, ставит: Ур = 10- = 1000. Транзисторный усилительный каскад, изображенный на рис. 2-7, обладает наибольшим усилением по . мощности, поскольку в нем происходит усиление входного сигнала как по напряжению, так и , по току. По этой причине такой каскад получил наиболее широкое практическое применение в источниках вторичного электропитания. Для каскада с общей базой, где входным током является ток эмиттера (/g Л!/j), усиление входного сигнала по току отсутствует, а коэффициент усиления по мощности равен коэффициенту усиления по напряжению: ур ~KT~h- Б . (2-6) Для каскада с общим- коллектором входной сигнал усиливается только по току .(t/вх ~ , а коэффициент усиления по мощности равен: А/к Ур=/2.К- (2-7) Отметим, что в отличие от транзисторного каскада с ОЭ каскад с ОБ. обладает лучшими частотными характеристиками, а каскад с ОК - значительно большим входным сопротивлением. По способу переноса неосновных носителей заряда через область базы транзисторы разделяются на бездрейфовые и дрейфовые. В первых движение неосновных носителей, инжектированных эмиттерным переходом в обЛасть базы, происходит только в результате их диффузии (внутреннее электрическое поле в базовой области отсутствует). В дрейфовых транзисторах наряду с диффузией носителей в области базы происходит их перенос под действием внутреннего электрического поля, существующего в базовой области. Бездрейфовые транзисторы являются более низкочастотными и инерционными по сравнению с дрейфовыми. Они получили практическое использование в современных ИВЭ в качестве регулирующих элементов непрерывных стабилизаторов напряжения постоян-; ного тока и в усилителях постоянного тока, а также в качестве силовых переключающих элементов низкочастотных ИВЭ. Дрейфовые транзисторы в основном используют в качестве силовых Переключающих элементов высокочастотных ИВЭ. Практически все силовые кремниевые транзисторы, выпускаемые отечественной промышленностью, являются дрейфовыми. Так как использование транзисторов в качестве силовых переключающих элементов ИВЭ связано с некоторыми специфическими особенностями, рассмотрим режиме переключения транзистора в схеме с ОЭ (см. рис. 2-7). Временные диаграммы'токов и напряжений, иллю-стрируюпше данный режим, приведены на рис. 2-10. - Рис. 2-10. Временные диаграммы токов и напряжений, иллюстрирующие работу транзистора в режиме переключений. Пусть в момент ?о к ранее закрытому транзистору прикладывается управляющий сигнал открывающей полярности. В течение некоторого времени (до момента /) эмиттерный переход транзистора закрыт, ток его коллектора мал, а ток базы примерно равен току эмиттера. По мере накопления носителей заряда, вблизи эмиттерного р-п перехода напряжение обратной полярности на нем уменьшается, и в момент ti эмиттерный р-п переход открывается. Интервал времени- -получил название времени задержки протекания коллекторного тока. Ввиду относительной малости данного интервала (обычно она не превышает долей мкс) его, как правило, не учитывают при рассмотрении процессов переключения транзисторов в источниках электропитания. Начиная с момента ток в цепи коллектора транзистора нарастает по закону к=б„ас1э(>- ~). (2-8) стремясь в пределе (при i-oo) к своему установившемуся значению /б ас 213- В выражении (2-8). т -пи транзистора, равная - поствянная времени коллекторной це- = Tiri-+ 213 (2-9) где f/i - предельная частота коэффициента передачи тока транзистора; Q - емкость его коллекторного р-п перехода. В качестве примера на рис. 2-11 приведены частотные характеристики двух наиболее мощных силовых транзисторов: дрейфе- Рис. 2-11. Частотные характеристики мощных транзисторов. с,е - / - дрейфового (типа КТ908А); 2 - бездрейфового (типа П210). 2 вого транзистора типа КТ908А (кривая 1) и бездрейфового транзистора типа П210 (кривая 2). По оси ординат на рис. 2-11 отложено значение hlJhl 21э -коэффициент передачи тока транзистора в режиме малого сигнала, на высокой частоте 2190 - значение h при низких частотах усиливаемого сигнала (f<100 Гц). Под предельной частотой коэффициента передачи тока транзистора Д, понимается такое значение частоты входного сигнала, при котором модуль коэффициента передачи тока /г21э уменьшается на 3 дБ относительно своего значения при малых частотах. JXnji транзисторов, частотные характеристики которых приведены на рис. 2-11, значения / равны: для дрейфового транзистора КТ908А / 500 кГц; для бездрейфового транзистора П210 /ft,==5,0 кГц. Коллекторный р-п переход любого транзистора, смещенный в обратном направлении приложенным к нему напряжением обратной, полярности к представляет собой конденсатор с емкостью Ск. Емкость Ск у мощных транзисторов может достигать несколько сотен пикофарад и в некоторых случаях заметно ограничивает скорость нарастания тока через открывающийся транзистор. . Пример. Пусть Ск=500,0 пФ; 213=20; /?н = 100 Ом. Тогда при / =500 кГц значение ТтВ соответствии с. формулой (2-9). равно Тт = (0,32-1-1,0)-10- с= 1,32.мкс. В данном случае постоянная времени коллекторной цепи на 76% определяется емкостью коллекторного р-п перехода. При fh= кГц Tj = (32-t-1,0)X yjQ e с=33 мкс, т. е. вклад емкости коллеетюрного р-п. перехода в постоянную времени Тт составляет всего 3%. Таким образом, емкость коллекторного' р-п перехода транзистора TieM сильнее замедляет скорость нарастания тока через транзистор, чем лучшими частотными свойствами он обладает (выше /Лг,) больше его коэффициент передачи тока и меньше нагрузка в его коллекторной цепи. В режиме короткого замыкания в коллекторной цепи транзистора (/?н=0) влиянием Ск моЖно пренебречь. Наряду с быстродействием важным параметром транзистора как ключевого элемента схем источников вторичного электропитания является падение напряжение на нем в открытом состоянии. Чем меньшим оказывается падение напряжения на открытом транзисторе, тем меньшими будут -потери мошности в ем, тем выше к.п.д. ИВЭ и меньше масса и габариты радиатора, отводящего тепло от данного транзистора. Наименьшее падение напряжения на открытом транзисторе обеспечивает режим его насыщения. Для обеспечения режима насыщения транзистора необходимо выполнение условия нас 213 > =к нас- В этом случае коллекторный ток открывающегося транзистора, увеличиваясь в соответствии с выражением (2-8), в момент (см. рис. 2-10) достигает значения /j цас после чего он остается постоянным в течение времени действия положительного управляющего сигнала, т. е. дО момента 4- Длительность времени нарастания импульса тока коллектора (1-h), вычисленная по формуле (2-8), равна: 213 Бнас , / р Тг 1п ------ . (2-10) 21Э б нас ~к нас Обозначив отношение ftjis б нас/к нас через коэффициент насыщения Кцас> получим: / р = Тт1п . (2-11) Анас - 1 Транзистор в режиме насыщения лишается своих усилительных свойств^ток его коллектора практически не зависит от тока базы. Падение напряжения между электродами эмиттера и коллектора практически постоянно и, как правило, не превышает нас долей вольта. Отметим, что при сравнительно неглубоком насвщении (/С нас не более 1,5) падение напряжения на открытом транзисторе возрастает по мере приближения к границе режима насыщения (Бнас 219 ~к нас)- Р - 2-12 в качестве примера приведены зависимости Uy от значения коэффициента насыщения Кнас нас для некоторых силовых транзисторов, используемых в ИВЭ. Рассмотрим процессы, происходящие при закрывании транзистора в результате скачкообразного изменения полярности управляющего сигнала (рис. 2-10). Пусть в момент входной сигнал, а следовательно, и ток базы транзистора скачком изменили свою полярность на обратную. При этом начинается рассасывание избыточных носителей заряда в области базы транзистора, причем вплоть до момента выхода транзистора из режима насыщения erQ коллекторный ток изменяться не будет. После окончания процесса рассасывания транзистор выходит из режима насыщения и вновь приобретает свои усилительные свойства. Длительность интервала рассасывания fpac. т может быть определена для данного случая по формуле [3]: рас.т ~ Р Бнас- зап к нас (2-12) б зап где Тр-постоянная времени рассасывания. В ИВЭ часто выполняется условие /б н'..с = формула (2-12) упрощается: 2 /Снас Бзап> РИ ЭТОМ А^нас -- 1 Накопление и рассасывание избыточных неосновных носителей заряда в области базы транзистора, связанные с обеспечением режима его насыщения и выходом из него, в значительной степени определяют инерционность транзистора и ограничивают быстродействие транзисторных ключевых каскадов. Для достижения наименьших потерь МОЩНОСТИ в транзисторном каскаде и увеличения его к.,п.д. необходимо увеличивать глубину насыщения транзистора, однако это приводит к усилению его инерционных свойств. После окончания процесса рассасывания начинается спад тока коллектора транзистора, сопровождающийся увеличением напряжения на его кол лекторе. Закон, изменения коллекторного тока транзистора при неизменном токе базы /g имеет вид: 7Л 1,0 0,8 0,В 0,f 0,2 О
Рис. 2-12. Зависимость падения напряжения на насыщенном транзисторе от коэффициента его насыщения. к ~ б зан 213 + (к нас ~ б г (2-13) В выражении (2-13) время для удобства отсчитывается от момента выхода транзистора из режима насыщения. Длительность спада импульса тока коллектора, т. е. интервала /4-1/5 (см. рис. 2-10), в течение которого ток /j соответствии с формулой (2-13) равна: к нас уменьшается до нулевого значения, в /сп = 1п /к- - /б зап 213 Формула (2-14) б зап 213 справедлива при /; б зап (2-14) больше (0,1- 0.2) /кнас- Основнымн параметрами транзисторов, характеризующими их работу в режиме переключений, являются максимально допустимый 1 2 3 4 5 ... 22 |
|