Главная » Книги и журналы

1 ... 14 15 16 17 18 19 20 ... 22

тора Tpi изменяется на противоположную по сравнению с начальной. Транзисторы в других автогенераторах останутся в исходном состоянии, так как для нх переключения необходимо, чтобы сумма напряжения на обмотке Юз (или а-ч) и задающего генератора Ue превысила напряжение на обмотке положительной обратной связи. Полярность же его должна быть при этом такова, чтобы плюс по-дтвался на базу открытого транзистора, а диод в цепи синхронизации был открыт.

Прн смене полярности напряжения синхронизации плюс подается на вывод 2 вторичной обмотки выходного трансформатора задающего генератора. Напряжение синхронизации в этом случае суммируется с напряжением обмоткн трансформатора Гр закрывает транзистор Гз и способствует открыванию Г4. Состояние остальных транзисторов в течение рассматриваемого полупериода напряжения синхронизации остается неизменным. При очередной смене полярности напряжения синхронизации произойдет переключение транзисторов в следующем по очереди автогенераторе.

Принудительное переключение транзисторов в одном из автогенераторов прн каждой смене полярности напряжения синхронизации приводит к тому, что напряжения на выходе автогенераторов окажутся сдвинутыми на угол 2п/3 друг относительно друга. Таким образом, постоянство угла сдвига фаз в рассматриваемом инверторе обеспечивается самим порядком переключения транзисторов в автогенераторах.

Многофазный задающий генератор

Рис. 8-30. Трехфазный мостовой каскад на транзисторах р-п-р типа.

Рассмотренный инвертор может быть использован непосредственно для получения трехфазного напряжения или в качестве маломощного задающего генератора для мощного трехфазного инвертора. В первом случае выходные обмотки соединяются в звезду, как показано на рис. 8-29, а, а фазы Л, В и С подключаются ко входу нагрузки. Во втором случае со вторичных обмоток трансформаторов Tpi-Трз (на каждом из них должно быть по

две идентичные обмотки) напряжения подаются на вход транзисторов трехфазного силового каскада, как показано на рис. 8-Зо. В диагональ мощного трехфазного каскада {рис. 8-30) нагрузка может включаться либо непосредственно, либо через силовой трехфазный трансформатор, первичные обмотки которого подключаются к фазам А, В к С. Возможно использование трех однофазных трансформаторов, первичные обмотки которых соединены в звезду и подключены к фазам А, В и С, а вторичные, также соединенные в звезду, подключены к нагрузке.

Силовой каскад трехфазного инвертора может выполняться как на транзисторах р-п-р типа (рнс. 8-30), так и на транзисторах п-р-п типа.

При практическом выполнении кольцевой пересчетной схемы, как показано на рнс. 8-29, диоды Дх-Де часто подключают не к базам соответствующих транзисторов Г,-Tg, а к дополнительным отводам от середин обмоток положительной обратной связи . Кольцевые пересчетные схемы, выполненные на базе транзисторных автогенераторов, могут характеризоваться весьма длительным (до нескольких сотен периодов тактовых импульсов) процессом синхронизации в момент их запуска. Причина такого переходного процесса лежит в нарушении логики перек.чючений каскадов под действием внутренней положительной обратной связи в каждом из автогенераторов. Неупорядоченное переключение транзисторов в каскадах многофазного инвертора в момент его запуска приводит к значительным перегрузкам транзисторов.

Для исключения переходного процесса синхронизации такой кольцевой пересчетной схемы частота собственных автоколебаний каждого из автогенераторов должна выбираться значительно меньшей, чем частота выходного напряжения инвертора. В зависимости от соотношения между остаточным потоком Фг в магннтопроводах трансформаторов автогенераторов кольцевой пересчетной схемы и потоком насыщения Ф^ частота собственных автоколебаний fo каждого из автогенераторов в схеме, изображенной на рис. 8-29, должна выбираться из условия

Таким образом, для исключения переходного процесса синхронизации простейшей кольцевой пересчетной схемы частота собственных автоколебаний каждого из ее автогенераторов должна быть выбрана тем меньшей, чем более прямоугольной петлей перемагничивания обладает используемый в магннтопроводах трансформаторов ферромагнитный материал. Очевидно, что уменьшение fo при неизменном значении fc связано с увеличением массы и габаритов трехфазного инвертора. В тех случаях, когда это нежелательно, для исключения переходного процесса синхронизации возможен запуск кольцевой пересчетной схемы при повышенной частоте тактовых импульсов.

В этом случае генератор тактовых импульсов включает в себя, помимо генератора импульсов стабильной частоты ГС, который обеспечивает требуемую стабильность частоты выходного напряжения инвертора, также генератор импульсов плавно изменяющейся частоты Г И (рис. 8-31). В качестве последнего может быть использован автогенератор с насыщающимся силовым трансформато-

ром (см. рис. 8-9, а, б), в цепь питания которого следует включить дифференцирующее звено.

После подачи на генератор напряжения питания частота тактовых импульсов на его выходе плавно уменьщается от некоторого начального значения, определяемого напряжением на входе ГИ и параметрами его трансформатора, до номинального значения,

L с

					Выходной.
					/<ac,<ad

Рнс. 8-31. Усоверщенствованньтй задающий генератор трехфазного инвертора. \ i

когда происходит синхронизация ГИ импульсами с выхода ГС. Прн выполнении последнего неравенства многофазная система управляющих импульсов на выходе кольцевой пересчетной схемы устанавливается практически мгновенно.

В качестве примера практической реализации простейших трехфазных инверторов ниже дано краткое описание инвертора на выходную мощность 260 В-А при коэффициенте мощности нагрузки созфн=0,6, напряжение питания i36 В; частота выходного напряжения 400 Гц; его значенне (линейное напряжение)-31 В; форма

Un=36B -О---

-о

Трехфа-зный

силовой

Кольцевая

пересчетная

схема

Задающиа генератор

-О А

-о в к 2S0 ВА

45 С

too Гц

Рис. 8-32. Полная функциональная схема трехфазного инвертора на выходную мощность 250 В-А.

выходного напряжения ступенчатая с длительностью импульса равной длительности рабочего полупериода.

Инвертор (рис. 8-32) состоит нз трех каскадов; силового, кольцевой пересчетной схемы и задающего генератора. Силовой каскад выполнен на транзисторах типа П210Б по схеме, изображенной на рис. 8-30. В качестве диодов Дг-Де, использованы диоды типа КД202А, сопротивление резисторов R\R2=...=Re равно 9 Ом. Нагрузку включали в диагональ трехфазного моста (выводы А, В, С) без силового трансформатора.

Кольцевая пересчетная схема выполнена в соответствии с рис. 8-29,в, за исключением того, что диоды Д\-Де типа Д310 подключены не к базам транзисторов Тх-Те (как показано иа рис. 8-29, с), а к отводам от средних точек обмоток . Данные трансформаторов Tpi-Tps: сердечник ОЛ 16x26-10 из ХВП 0,08 мм; да,=227 витков; =46 витков (отвод от середины обмотки); шз=Ш4=15 витков; и)2=38 витков. В качестве транзисторов Ti-Te (см. рнс. 8-29, с) выбраны транзисторы типа ГТ403И. Сопротивление резисторов R,-равно 100 Ом. Напряжение питания кольцевой пересчетной схемы равно 20 В. В качестве Rj использован переменный резистор (сопротивлением 1 кОм), который служит для установки требуемой амплитуды тактовых импульсов, обеспечивающей нормальную логику работы инверторов.

Задающий генератор выполнен по схеме, изображенной на рис. 8-31. В качестве генератора стабильной частоты /с=1200 Гц использован двухтактный генератор со стабилизирующим LC-кои-туром [6], в качестве генератора импульсов с плавно изменяющейся частотой - автогенератор по схеме на рис. 8-9,6, в цепь питания которого включена RC-vfiHb (рис. 8-31). Частота тактовых импульсов в процессе запуска инвертора изменялась от 6-7 до 1,2 кГц. Выходной каскад задающего генератора представляет собой обыкновенный усилитель мощности (см. рис. 8-12,п), который обеспечивал постоянство амплитуды тактовых импульсов в процессе запуска инвертора. Напряжение питания задающего генератора 20 В, все его каскады выполнены ла транзисторах ГТ403И.

В тех случаях, когда предъявляются более жесткие требования к форме кривой выходного напряжения .многофазных инверторов, можно либо использовать на выходе последних фильтры высших гармоник, либо создавать шести-, двенадцати-, двадцати-четырехфазные преобразователи, в которых не требуются фильтры высших гармоник. Так как наличие фильтров на выходе инвертора прн работе его на электродвигатель может привести к появлению нежелательных резонансных явлений, в частности к самораскачиванию электродвигателя, то предпочтительнее использовать многофазные преобразователи.

На рис. 8-33, с показана схема шестикаскадного инвертора, у которого амплитуда любой высшей гармоники не превышает 10% амплитуды основной гармоники. Здесь выходной трансформатор задающего генератора имеет 12 выходных обмоток, каждая из которых включена в базовую цепь одного нз силовых транзисторов Ti-Г,2. Все шесть каскадов инвертора по-прежнему соединены в кольцевую пересчетную схему, обеспечивающую переключение транзисторов только одного, строго определенного плеча прн очередной смене полярности тактовых импульсов. Инвертор такого типг (рнс. 8-33, с) состоит из двух трехфазных мостовых автогенерато-

ров, выходные иапряжения которых сдвинуты относительно друг друга на 30 эл. градусов.

Вторичные обмотки двух выходных трехфазных трансформаторов Tpi и Тр2 соединены таким образом, чтобы получить на выходе трехфазное напряжение, по форме близкое к синусоидальному (рис. 8-33,6). Первичные обмотки Гр, и Гра соединены в звезду.

ГЛАВА ДЕВЯТАЯ.

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА (КОНВЕРТОРЫ)

9-1. Основные схемы преобразователей постоянного тока

В настоящей главе рассматриваются преобразовательные устройства, которые при питании от источника постоянного тока обеспечивают па своем выходе одно пли несколько напряжений постоянного тока, причем все выходные цепи электрически изолированы друг от друга и от источника питания.

Рис. 8-33. Трехфазный шестикаскадный мостовой инвертор (с) 170

fc - Sfauix О

J~X1

		Г
1 !

и временные диаграммы, поясняющие его работу (б).

Одна нз простейших схем преобразователей постоянного тока приведена на рис. 9-1. Преобразователь состоит из силового транзистора Т, трансформатора Тр, выпрямительного диода Д1 и конденсатора фильтра. В открытом состоянии транзистора Т к первичной обмотке трансформатора прикладывается напряжение питания (положительный полюс источника питания подключен к концу первичной обмотки Тр) и в трансформаторе запасается электромагнитная энергия. Днод Д1 при этом закрыт суммой напряжений на вторичной обмотке трансформатора и конденсаторе фильтра, а нагрузка от преобразователя отключена. Конденсатор фильтра, разряжаясь на сопротивление нагрузки, обеспечивает протекание тока в ней при закрытом диоде Дх.

При закрывании транзистора Т полярность напряжений на обмотках трансформатора изменяется скачком вследствие того, что значение и направление тока в обмотках трансформатора скачкообразно изменяться не ?иогут. Трансформатор при этом играет роль дросселя, включенного в цепь постоянного тока.

Изменение полярности напряжения на вторичной обмотке Тр приводит к открыванию выпрямительного диода, в результате чего нагрузка вновь подключается к трансформатору, и электромагнитная энергия, запасенная в нем, поступает в нагрузку и заряжает конденсатор фильтра.

Трансформатор тока ТТ, включенный в цепь первичной обмотки Тр, служит для создания положительной обратной связи и уменьшения мощности управляющего сигнала, подаваемого на вход транзистора Т. Через вторичную обмотку ТТ и переход база-эмнт-

Рис. 9-1. Простейшая схема преобразователя постоянного тока.

тер открытого транзистора протекает ток управления, пропорциональный току коллектора Т и удерживающий последний в режиме насыщения.

На вход преобразователя подаются двухполярные импульсы. Импульс положительной полярности открывает транзистор Т, который затем удерживается в открытом состоянии за счет тока, протекающего через вторичную обмотку трансформатора ТТ. Импульс отрицательной полярности закрывает транзистор Т и прекращает действие положнтельной обратной связи. Выходное напряжение преобразователя зависит от соотношения между длительностями открытого и закрытого состояний транзистора, прн его изменении осуществляется регулировка или стабилизация напряжения на нагрузке.

Преобразователь (рис. 9-1), как правило, применяется для питания маломощных нагрузок. Он характеризуется плохим использованием силового транзистора по току и напряжению, плохим использованием конденсатора фильтра и подмагннчиваиием трансформатора Тр, в обмотках которого протекает постоянная состав-

ляющая тока. Последнее приводит к увеличению габаритов трансформатора и поБышеиным потерям мощности в нем, вследствие чего к.п.д. такого устройства обычно невелик. К числу достоинств данного преобразователя следует отнести простоту его силовой части, минимально возможное число силовых полупроводниковых приборов, возможность сравнительно просто осуществить регулирование и стабилизацию напряжения иа нагрузке.

В последнее время в связи с переходом на повышенные частоты преобразования в ИВЭ Htrrepec к преобразователям подобного типа возрос. Сейчас известны случаи практического выполнения таких преобразователей на мощности до нескольких десятков ватт при частотах преобразования до 50-70 кГц.

Значительно более широкое практическое применение в современных ИВЭ радиоэлектронной аппаратуры получили преобразователи постоянного тока, выполненные на базе однофазных транзисторных инверторов, которые были рассмотрены в предыдущей главе. Такие устройства включают в себя инвертор, преобразующий напряжение постоянного тока в ряд требуемых напряжений переменного тока прямоугольной формы, и выпрямители со сглаживающими фильтрами, которые осуществляют обратное преобразование-выпрямление выходных напряжений и сглаживание их пульсаций (рис. 9-2).

Ввиду ограниченной мощности транзисторного инвертора воздействие на него выпрямителя со сглаживающим фильтром может существенно изменить режим работы устройства в целом по срав-

Инвертор

Выпря1Ш1ель

Выпрямитель

Рис. 9-2. Функциональная схема преобразователя, выполненного на базе двухтактного инвертора.

нению с идеализированным случаем питания выпрямителя от мощного источника переменного напряжения прямоугольной формы, который был рассмотрен в гл. 4. Это определяет необходимость исследования преобразователя постоянного тока как единой электрической системы.

Рассмотрим процессы в транзисторных инверторах при работе иа выпрямитель с емкостным сглаживающим фильтром. В интервалах медленных электромагнитных процессов, когда одна часть силовых транзисторов инвертора находится в открытом состоянии, а другая - в закрытом, конденсатор сглаживающего фильтра полностью заряжен и выпрямитель с фильтром эквивалентен случаю чисто активной нагрузки инвертора. Такой случай был рассмотрен нами в гл. 8. Специфика выпрямителя как нелинейной нагрузки инвертора проявляется главным образом в интервалах коммута-

.. J

Рис. 9-3. Преобразователь постоянного тока, выполненный на базе транзисторного автогенератора с насыщающимся силовым трансформатором.

ционных процессов, когда инерционность выпрямительных диодов совместно с накоплением энергии в конденсаторе фильтра существенным образом сказывается на характере процессов в инверторе.

Рис. 9-4. Осциллограммы токов и напряжений в схеме преобразователя по рис. 9-3.

В качестве примера рассмотрим процессы в преобразователе постоянного тока, выполненном на базе автогенератора с насыщающимся силовым трансформатором (см. рнс. 8-9,а). Схема рассматриваемого преобразователя приведена иа рис. 9-3; осцидто-

граммы токов и напряжений, иллюстрирующие происходящие в ией процессы,- на рис. 9-4.

Пусть в момент времени открытый транзистор Г, автогенератора выходит из режима насыщения и напряжения иа обмотках трансформатора начинают уменьшаться. С этого момента начинается также уменьшение тока д1 через вторичную обмотку насыщенного трансформатора и выпрямительный диод Д,.

До тех пор, пока выпрямительный диод Д, находится в открытом состоянии, прямое напряжение на нем мало и ие превышает нескольких десятых долей вольта, ко вторичной обмотке трансформатора оказывается приложенньш напряжение конденсатора фильтра. Последний благодаря накопленной в нем энергии поддерживает напряжение на вторичной обмотке (а следовательно, и на всех остальных обмотках) трансформатора практически неизменным. При этом напряжение иа вторичной обмотке изменяется только на значение прямого напряжения открытого диода выпрямителя. После прохождения через свое нулевое значение тока начинается разряд конденсатора Сф через закрываемый диод выпрямителя, обусловленный рассасыванием нзбыточнььх носителей заряда в его базовой области и сопровождающийся протеканием через него обратного тока.

После окончания этого процесса (момент 2 или 4 а рис. 9-4) начинается резкий спад обратного тока через закрываемый диод Ди сопровождающийся резким изменением полярности напряжений на обмотках трансформатора и открыванием диода Дч в выпрямителе. В дальнейшем происходит дополнительный заряд конденсатора фильтра через вновь открывшийся транзистор 7*2 и диод Д2. По окончании заряда Сф выпрямитель с фильтром вплоть до момента следующей коммутации транзисторов в инверторе эквивалентен случаю его активной нагрузки.

Включение конденсатора С (см. рис. 8-9, а) качественно не изменяет процессы в выпрямителе с фильтром, но приводит к существенному ускорению процессов коммутации (см. пунктирные кривые на рис. 9-4). Дополнительный разряд Сф через закрывающиеся выпрямительные диоды и низкоомную вторичную обмотку насыщенного трансформатора Тр приводит к значительному увеличению пульсаций выходных напряжений преобразователя по сравнению со случаем идеальных (безынерционных) выпрямительных диодов. При этом основной причиной таких пульсаций является внутреннее сопротивление конденсатора фильтра, которое для электролитических конденсаторов может достигать единиц ом при емкости в десятки мкФ и долей ома при емкости в сотни мкФ.

Амплитуда пульсаций напряжения на нагрузке зависит от инерционности выпрямительных диодов, скорости коммутации тока силовыми транзисторами инвертора и внутреннего сопротивления конденсатора фильтра. Для рассматриваемого преобразователя постоянного тока (прн отсутствии в схеме инвертора конденсатора С) амплитуда пульсаций напряжения на нагрузке At/ . определяется следующим выражением:

рас.д

где и в - постоянная составляющая вььходного напряжения; foac.n - время рассасывания избыточных носителей в базовых об-

1 ... 14 15 16 17 18 19 20 ... 22