Главная » Книги и журналы

1 ... 6 7 8 9 10 11 12 ... 38

С=0,047мк 11


Рис. 4.4. Схема заграждающего сетевого фильтра

Рис. 4.5. Схема инвертирующего активного фильтра на основе переменных состояний

суммирования (рис. 4.5). Наиболее простые выражения для расчета такого фильтра получаются при условии /?б->-оо, тогда нетрудно получить формулы для расчета характеристической частоты, добротности и коэффициента усиления в полосе частот в следующем виде: (i)o=R4/CiC2RiR2{R3 + R4). Q=C2R2{R3+Rt)/C,R,R, , Но= = -R2/Ri- При дальнейшем упрощении схемы, когда R-t-oo, а R} = 0, она обладает той же низкой чувствительностью к разбросам параметров пассивных компонентов. В схеме выход А1 является выходом полосового фильтра, а А2 - выходом фильтра нижних частот. Как видно из представленных выше выражений для характеристической частоты и добротности, их величины зависят от соотношений между параметра-ми пассивных компонентов схемы. Произведя замену Ri=R, R2 = niR, Rf, = n2R, i Ci = C2 = C и предположив, что /?з = 0, а Rt-op, можно получить следующие выра-I жения для расчета характеристической частоты, коэффициента усиления в полосе пропускания и добротности: а)с = (1 /RC){n2 + \)/n,n2, Но=-п Q = = -ni ( 2+ 1)/п2- Эти соотношения справедливы для диапазона частот, в котором можно считать, что коэффициент усиления ОУ /([/-> оо. Как видно из последних выражений, наибольшее влияние на все три основных параметра активного фильтра оказывает отношение R2/R\=n\. При заданном коэффициенте Но увеличение добротности за счет уменьшения П2 возможно без повышения значения ыо ценой увеличения постоянной времени RC.

Спроектированный в соответствии со схемой на рис. 4.5 активный фильтр инвертирует входной сигнал, что во многих случаях неприемлемо. Тогда можно воспользоваться модифицированной схемой активного фильтра, также построенной на основе

Сетода переменных состояний (рис. 4.6). В отличие от предыдущей схемы здесь на ходе использован дифференциальных интегратор (см. § 4.5), который одновременно интегрированием выполняет функцию инвертирующего сумматора. Для этой схемы коэффициент передачи в полосе пропускания равен 1. При указанных на схеме соотношениях между пассивными элементами характеристическая частота и добротность соответственно равны соо=1

Независимая регулировка в показанных схемах значений сос и Q затруднена тес-Ной взаимосвязью их параметров, так как Ыо = Q/RC. Чтобы изменить, например, соо без изменения добротности необходимо либо одновременно одинаково изменить сопротивления трех резисторов, либо емкости трех конденсаторов. Если требуется независимая регулировка характеристической частоты и добротности и достаточно получить сравнительно небольшую добротность, можно воспользоваться схемой на рис. 4.7. В отличие от двух предыдущих схем здесь интегратор на ОУ заменен




Рис. 4.6. Схема неинвертирующего активного фильтра на основе переменных состояний

С1 0,1 мк

/Г/ Т L-l 318 к Т

RZ 7,Э6к

Вых


СЗ 0,001мк

:oh

R3 31,8 к 7,9Вк

Рис. 4.7. Схема неинвертирующего активного фильтра с независимой регулировкой параметров

интегрирующей RC-цепъю. Коэффициент усиления в полосе пропускания остается постоянным и примерно равен 1 во всем диапазоне регулировки. У этой схемы диапазон регулировки добротности лежит в пределах 2 ... 200, а характеристической ча стоты 1 ... 10 кГц. Предполагая идеальными ОУ, можно получить следующие соотношения для расчетов добротности и характеристической частоты: Q = RiX

XsjcURRi, шо = 1 IRR.CCi.

Регулировка добротности осуществляется резистором R1, а характеристическая частота регулируется резистором R4. В то время, как для данной схемы произведение постоянных времени R2C2 и R4C1 определяется требуемой характеристической частотой, отношение этих постоянных устанавливается соотношением между максимальным размахом Дt/выхм выходного напряжения А2 от пика до пика (около 20 В) и

требуемым размахом Дt/вых, т. е. д ?4С1 ?2С2 = д/(Д'-выхтах/Д'вых) - Используя приведенные для этой схемы соотношения, нетрудно рассчитать параметры пассивных компонентов схемы при заданных Q, шо, ДСвых. На рис. 4.7 приведены параметры компонентов при coo=l кГц, Q = 200, Д{/вьх = 1 В в предположении, что использованы ОУ К140УД20.

При расчетах рекомендуется учитывать ограничения, накладываемые на диапазоны изменения параметров пассивных компонентов: /?вх> /?2> 1 кОм, /?i-<400 кОм, R > 1 кОм, (1-0,01 /?4 ?1)</?зСз ?2С2< 1, где /?вх - собственное входное сопротивление ОУ. Из последнего ограничения видно, насколько высоки требования к согласованию параметров цепей R2C2 и Rid. Эти пассивные компоненты должны иметь минимальные значения рйзбросов параметров и температурных дрейфов. Получить максимальное совпадение можно подбором резистора R3 при настройке активного фильтра. Увкличеиием сопротивления R3 сначала добиваются самовозбуждения фильтра, а затем уменьшают настолько это сопротивление, чтобы устранить самовозбуждение.

На характеристики активных фильтров может оказать существенное влияние неправильный выбор ОУ. К числу параметров ОУ, оказывающих наибольшее влияние, относятся напряжение смещения нуля, входной ток, приведенное ко входу напряжение шума и коэффициент усиления в полосе пропускания активного фильтра. Методы компенсации влияния Псы и /вх в ОУ, рассматриваемые в гл. 2, применимы и для активных фильтров. Обычно в активных фильтрах применяются высокоомные резисторы, поэтому протекающие во входных цепях ОУ шумовые токи могут стать причиной большего шума на выходе, чем напряжение шума ОУ. При этом следует учитывать, что ОУ с полевыми транзисторами на входах отличаются не только малы-



ми /вх, НО также малыми шумовыми токами. Однако напряжение шума у этих ОУ на низких частотах обычно больше, чем у прецизионных ОУ- на биполярных траи-зисторах. Поэтому при выборе ОУ для активного фильтра с минимальными шумами на выходе необходимо исходить и из зависимостей напряжения и тока шума от частоты [19].

Существенное влияние на добротность активного фильтра и ее стабильность оказывает коэффициент усиления ОУ. Обычно активный фильтр рассчитывается в предположении K\j->-oo. Однако ОУ, как правило, скорректированы по однополюсной АЧХ и приводимое в технических условиях большое значение К[/ (см. гл. 2) сохраняется только при очень низких частотах (меньше 100 Гц). Если же полосовой активный фильтр рассчитывается, например, на характеристическую частоту 10 кГц и предполагается использовать ОУ К140УД7, то следует иметь в виду, что на этой частоте у него 100. Входное сопротивление ОУ также может оказать существенное влияние на параметры активного фильтра, особенно при больших сопротивлениях резисторов. И К'и, и R существенно.зависят от температуры и особенно сильно уменьшаются при низких температурах.

В пассивных фильтрах на дискретных компонентах обычно используются резисторы трех типов; проволочные, металлопленочные и угольные. Если требуется максимальная добротность, то следует применять проволочные резисторы, которые обладают максимальной стабильностью соцротивления в зависимости от температуры. Температурный коэффициент сопротивления (ТКС) у них обычно не превышает 10~/° С. Дополнительным преимуществом проволочных резисторов является низкая паразитная индуктивность. Металлопленочные резисторы хуже проволочных по температурным характеристикам и имеют ТКСг 5-10~V С. Однако это наиболее распространенный тип резисторов. Самыми плохими по температурным характеристикам являются угольные резисторы с ТКС 5-10 / С. Их можно применять только в активных фильтрах, к которым не предъявляются высокие требования по добротности и стабильности параметров при изменениях температуры. В прецизионных активных фильтрах рекомендуется использовать только низкоомные подстроеч-иые угольные резисторы.

В последние годы активные фильтры изготавливаются и поставляются для разработчиков микроэлектронной аппаратуры в виде гибридных микросхем. В таких актив ных фильтрах применяют обычно толстопленочные и тонкопленочные резисторы, а иногда и диффузионные. Диффузионные резисторы применяются только в тех случаях, когда необходимо с большой точностью получить отношения сопротивлений резисторов, а не их абсолютные величины. Эти отношения достаточно стабильны в широком температурном диапазоне, а сами резисторы имеют минимальные размеры среди известных типов. Тонкопленочные резисторы изготавливаются осаждением или напылением в вакууме резистивного материала на керамическую подложку. Толсто-пленочные резисторы изготавливаются вжиганием резистивной пасты в керамическую подложку. Пленочные резисторы современных гибридных микросхем незначительно уступают проволочным и имеют существенно меньшие габаритные размеры.

Самые большие проблемы при проектировании активных фильтров связаны с конденсатором. Прецизионные конденсаторы - тефлоновые, полистироловые - имеют большие размеры. В прецизионных керамических конденсаторах максимальные емкости ограничены значениями 0,05 ... 0,1 мкФ. Поэтому при проектировании активных фильтров стремятся выбрать конденсаторы с как можно меньшими ем-



костями, т. е. скомпенсировать минимизацию емкостей конденсаторов увеличением сопротивлений резисторов.

Корректоры обработки сигналов звуковых частот. В современной аппаратуре высококачественного воспроизведения сигналов звуковых частот широко применяются электронные устройства, исправляющие неидеальности АЧХ приемников сигналов звуковых частот (головок магнитофонов, микрофонов и электропроигрываю-щих устройств), а также электроакустических устройств - генераторов звуковых сигналов. Обычной задачей электронных схем, подключаемых к этим устройствам, является формирование результирующей АЧХ с требуемой зависимостью коэффициента передачи от частоты в диапазоне звуковых частот. К устройствам, выполняющим эти функции, относятся предварительные усилители (корректоры), усилители воспроизведения, регуляторы стереоба-ланса и др. Эти схемы строятся как на обычных ОУ, так и на специализированных микросхемах. .

Простейшая схема предварительного усилителя, для электропроигрывающего устройства типа 1-ЭПУ-73 с электромагнитным преобразователем показана на рис. 4.8. В связи с тем, что внутреннее сопротивление преобразователя такого типа имеет индуктивный характер и мало на низких частотах (меньше 1 кОм), предлагаемый усилитель построен на ОУ К153УД1, который имеет наилучшие шумовые характеристики при малых сопротивлениях источника сигналов по сравнению с другими типами усилителей [4].

Частотные свойства приведенной схемы определяются цепью ОС, включенной между выходом ОУ и инвертирующим входом и сформированной резисторами R3 R5 и конденсаторами С2-С4.

Входное сопротивление схемы определяется резистором R1 и равно 51 кОм. Резистор R2 включен для компенсации влияния входных токов смещения ОУ, что обеспечивает хорошую линейность выходного напряжения схемы на низких частотах, когда мала глубина ООС. Элементы цепей компенсации фазового сдвига ОУ R6, С5 и С6 подобраны, так, чтобы получить максимальное быстродействие. Это предотвращает искажения синусоидального сигнала большой амплитуды на выходе схемы на частотах более 10 кГц.

Одним из основных параметров схемы, характеризующих ее качество, является отношение сигнал-шум на входе в диапазоне частот 20 Гц - 20 кГц, которое в данном случае равно 63 дБ. Другим важным параметром усилителя является максимально допустимое входное напряжение, при котором нелинейные искажения выходного напряжения не превышают определенного значения (пусть 1%)-В исследованной схеме на частоте 1 кГц этот параметр равен 77 мВ (или 25,7 дБ по отношению к входному напряжению 4 мВ). Для сравнения следует отметить, что у аналогичного промышленного усилителя-корректора для электропроигрывающего устройства типа 1-ЭПУ-73, собранного на малошумящих транзисторах, отношение сигнал-шум, приведенное ко входу усилителя, не лучше 56 дБ, а максимально допустимое входное напряжение равно 48 мВ (21,6 дБ по отношению к 4 мВ).

В магнитофонах 2-, 3-го классов можно применить усилитель воспроизведения на ОУ (рис. 4.9). Такой усилитель обеспечивает формирование стандартной АЧХ



бых


Рис. 4.8. Схема простейшего предусилителя для электропроигрывающего устройства


Рис. 4.9. Схема усилителя воспроизведения для магнитофона на ОУ

со спадающим усилением. Приведенные ко входу шумы в таком усилителе не превышают 5 мкВ, а размах выходного напряжения определяется напряжением питания ОУ. Кроме формирования стандартной АЧХ схема обеспечивает значительное усиление входного сигнала (75 дБ на частоте 20 Гц). Усиление обеспечивается введением в цепь отрицательной ОС усилителя двух различных цепей. Первая, сформированная резисторами R4 и R5, задает коэффициент усиления, не зависящий от частоты. Вторая, состоящая из конденсатора СЗ и резистора R4 , определяет частотную зависимость Кц-

Входные токи смещения ОУ протекают через резисторы, одного номинала R2 и R3, однако для получения минимальных искажений выходного сигнала сопротивление резистора R3 следует подбирать экспериментально. Элементы С/ и R1 введены для обеспечения необходимого коэффициента усиления схемы по переменному току. Эту схему можно подключить непосредственно к усилителю мощности, имеющему чувствительность около 500 мВ. Если требуется больший коэффициент усиления, то можно несколько увеличить сопротивление резистора R6.

Чувствительность микрофона можно существенно увеличить, если встроить в него простейшую схему на одном ОУ К140УД6 (рис. 4.10). При этом значительно улучшится качество записи или воспроизведения благодаря практически полному устранению влияния наводок на кабель связи микрофона с электронной аппаратурой. При практической реализации данной схемы необходимо особенно тщательно выбирать расположение элементов на печатной плате, избегая перекр.естных связей и близкого размещения входных и выходных элементов друг от друга. Кроме того, выводы для подключения источников питания к микросхеме нужно соединить с общей шиной через конденсаторы емкостью 0,01 ... 0,1 мкФ. Приведенная схема имеет чувствительность около 0,7 мВ на частоте 1 кГц, ее входное сопротивление 47 кОм., а нелинейные искажения не превышают 0,05%. Человеческое ухо обладает нелинейной динамической характеристикой, н для компенсации этой нелинейности на выходе описанных выше предварительных усилителей обычно ставят регулирующие амплитуду потенциометры, обладающие нелинейной зависимостью сопротивления от угла поворота потенциометра. Однако такую же характеристику, но с мень-



50мк 82Dk


2. мк

R2 51 к

Рис. 4.10. Схема микрофонного предусилителя


бых

Рис. 4.11. Схема регулятора громкости с обратной логарифмической передаточнойхарактеристикой

шнми. затратами можно получить, использовав сочетание линейного потенциометра н ОУ.

Характеристика нелинейного потенциометра, включенного на выходе усилителя звуковой частоты, описывается выражением t/BMx/t/Bx= 10<°~где относительный угол поворота движка потенциометра а может изменяться от О (положение против часовой стрелки до упора) до 1 (положение по часовой стрелке до упора). Коэффициент ослабления сигнала, проходящего через потенциометр, можно выразить в децибелах: 20 Ig ({/вх/вых) = 40(1-а), дБ. Это выражение показывает, что коэффициент ослабления пропорционален углу поворота движка потенциометра относительно крайнего правого (по часовой стрелке) положения. Чтобы получить такую зависимость, обратную логарифмической, обычно используют нелинейные потенциометры. На практике между этими потенциометрами и нагрузкой включают усилительный каскад или повторитель напряжения, обладающий большим входным сопротивлением. Однако хорошую аппроксимацию обратной логарифмической характеристики можно получить, использовав линейный потенциометр, ОУ и постоянный резистор, соединив их, как показано на рис. 4.11. Эту схему отличает большой коэффициент усиления при максимальной громкости и довольно хорошая линейность (в логарифмическом масштабе) коэффициента усиления в зависимости от

угла поворота движка потенциометра.

Выражение для определения Ки схемы можно записать в следующем виде; % = 2(/?--/?i) ?i[/?2 + (l-)/?l или Ky = (l+/? ?i)/[l+(l-*)/? ?2], где k-отиосительная часть сопротивления потенциометра, включенная в цепь ОС.

Рассматриваемая схема ие может обеспечить нулевой коэффициент усиления по напряжению, поскольку при й = 0 и 100%-ной ОС Ka=R2/{R-{-R2)- Большой динамический диапазон Ки (околр 90 дБ) делает такую схему весьма эффективной в реальных условиях эксплуатации. Кроме того-, при /? = 100 кОм это отличие незначительно и составляет всего 2 дБ в диапазоне около 40 дБ.

В современной аппаратуре высококачественного воспроизведения звука часто требуется, чтобы изменение громкости в одном канале стереофонической системы производилось независимо от другого. Такие регуляторы стереобаланса выполняются



либо на основе специального сдвоенного потенциометра, у которого противоположные половины резистивных элементов металлизированы, либо на основе потенциометра группы А с отводом от средней точки. К сожалению, радиолюбители, конструирующие стереофоническую аппаратуру, часто лищены возможности применять такие регуляторы. Тем не менее выход из положения есть [20]. Регуляторы стереобаланса с близкими к упомянутым регулировочными характеристиками можно собрать и на основе обычных сдвоенных потенциометров группы Л. - Принципиальная схема одного из регуляторов приведена на рис. 4.12. Он построен на ОУ широкого применения и сдвоенном потенциометре R3, R3. Наилучшее приближение к требуемой характеристике регулирования получается при выборе сопротивлений резисторов R2 и R3 из условия /?2 = /?з/2. В этом случае зависимость коэффициента усиления устройства в канале А от относительного перемещения движка а потенциометра R3 определяется соотношением /С^ = а(1(5 -а)/?з/(1,5/?1), а в канале В - соотношением /Св = (1 -a)(a--0,5)/?.3/(l,5/?i). Отклонение характеристик от тех, которые получаются при использовании потенциометров с металлизацией резистивных элементов, не превышает 1 дБ. Сопротивление сдвоенного потенциометра R3, R3 в схеме на рис. 4.12 рассчитывают исходя из требуемого коэффициента усиления схемы Ки и нужного входного сопротивления, определяемого в данном случае сопротивлением резистора RJ : R3 = SKuRi- Очевидно, что при Ки=1 схема эквивалентна потенциометру с металлизированным резистивным элементом. Кроме того, оиа обладает низким выходным сопротивлением, упрощающим ее согласование с последующим каскадом, н позволяет при необходимости установить коэффициент усиления как меньше, так и больше 1.

Для улучшения окраски звучания музыкальных записей в низкочастотных усилителях используются регуляторы низких и высоких звуковых частот. Одна из наиболее простых схем регулятора с большим диапазоном изменения зависимости коэффициента усиления от частоты и с раздельной регулировкой Кц в области высоких и низких частот на ОУ К140УД7 показана на рис. 4.13. В схеме при изменении положения движка потенциометра R2 из одного крайнего положения в другое коэффициент усиления Кц на частоте 50 Гц меняется на +20 дБ. Аналогично


:6ых А

\Канал Б

22 к

Т

R1 R2 82к 220к


бых

Рис. 4.13. Схема регулятора усиления высоких и низких звуковых частот

Рис. 4.12. баланса

Схема регулятора стерео-



перемещением положения движка потенциометра R7 можно изменить коэффициент усиления схемы на частотах более 1 кГц, причем максимальное изменение Ки на частоте 20 кГц составляет ±20 дБ.

В приведенной схеме регулировка коэффициента усиления в области низких частот (менее 1 кГц) не оказывает влияния на величину Ки на высоких частотах (более 1 кГц) и наоборот.

В связи с тем, что максимальная амплитуда входного сигнала схемы обычно не превышает 1 В (регулятор тембра, как правило, включается на выходе рассмотренных ранее предварительных усилителей) и максимальный коэффициент усиления регулятора невелик (не более 10), усилитель используется без внешней цепи компенсации напряжения смещения, которое появляется на входе ОУ при протекании тока смещения инвертирующего входа через резисторы RI-R4. При этом нелинейные искажения на выходе схемы не более 0,01%. Следует иметь в виду, что линейные потенциометры, обычно используемые в регуляторах тембра для изменения коэффициента усиления на высоких и низких частотах, практически не влияют на величину Ки при изменении угла поворота у центрального положения и эффективны лишь вблизи крайних положений движка.

Благодаря массовости применения в электронной аппаратуре были созданы микросхемы специализированных малошумящих усилителей на базе ОУ. К таким микросхемам относятся К548УН1, К538УН1, К1407УД1 и др. Наибольшей универсальностью применения обладает микросхема К548УН1, которая представляет собой сдвоенный малошумящий предусилитель. Среднее квадратическое значение приведенного ко входу шума в полосе частот 10 Гц ... 10 кГц при сопротивлении источника сигналов /?г = 600 Ом равно 0,5 мкВ. Оба предусилителя в схеме абсолютно идентичны, имеют внутренний прецизионный стабилизатор в цепи питания, умень шающий влияние нестабильности источника питания на 120 дБ и обеспечивающий разделение между каналами, равное 60 дБ. Микробхема К548УН1 работает от однополярного источника питания напряжением от 9 до 40 В, имеет внутренние цепи коррекции и защиту от короткого замыкания.

Микросхема К548УН1 может использоваться в двух режимах с дифференциаль ным входом и с одним заземленным входом. В первом случае режим входного каскада по постоянному току задается отрицательной ОС в виде резисторного де лителя R1R2 (рис. 4.14), средняя точка которого подключается к неинвертирующему входу предусилителя (вывод 2 или 13). Для обеспечения стабильности напряжения ток через резистор R2 должен не менее чем в 10 раз превышать собственный входной ток микросхемы /вх, который приблизительно равен 0,5 мкВ. Если при этом учесть, что напряжение на входе определяется падением напряжения на двух р-п переходах g, то максимальные сопротивления резисторов R1 и R2 в режиме с дифференциальным входом можно найти из выражений

/?2 = 2иэ.Б/10/ех=1,2В/5.10-А = 240 кОм; =({/ /2,4-1) 2, (4 1), (4.2)

где {/п - напряжение источника питания схемы в вольтах.

При использовании предусилителя с одним заземленным входом инвертирующий вход заземляется (вывод 2 или 13), а ООС подается на эмиттер входного транзистора (вывод 3 или 12). Для обеспечения, стабильности напряжения смещения в данном случае ток через резисторный делитель должен по крайней мере в пять раз превышать ток из средней точки делителя в эмиттер входного транзисто-



pa /ос (ток в цепи ОС), который в наихудшем случае не превышает 100 мкА. Поэтому при одном заземленном входе для определения максимальных сопротивлений резисторов R1 и R2 справедливы следующие соотношения:

/?2=э.б/5о.с = 0.6/5.10- = 1,2 кОм; R,=(W /l,2-~\)R2- (4.3); (4.4)

Сравнивая между собой два способа включения предусилителя, можно отметить, что при использовании последнего с одним заземленным входом значение шума, приведенного ко входу предусилителя, в -\/2 раз меньше, так как в этом случае работает только один входной транзистор из двух.

К^рэффициент усиления по постоянному току схемы, показанной на рис. 4.14, определяется отношением сопротивлений резисторов в цепи ОС, т. е. R1/R2. Коэффициент усиления по переменному току равен отношению сопротивления резистора R1 к сопротивлению конденсатора С/. Это справедливо до некоторого значения входной частоты /в, при котором выполняется условие 2nfcCiR\ = Кцо. где Kuq - коэффициент усиления предусилителя с разомкнутой цепью отрицательной ОС; на более-высоких частотах коэффициент усиления равен К'и- На риС- 4-14 представлена схема предусилителя для магнитофона, коэффициент усиления которой в некоторой области звуковых частот от / до не зависит от частоты и определяется выражением Kt/=H-/?i ?3- - (4-5)

Конденсатор С/ устанавливает нижнюю граничную частоту АЧХ предусилителя на уровне 3 дБ:

5, = 1/2я/о/?з- (4.6)

Полоса усиления ОУ типа К548УН1 для низкоуровневых сигналов равна 15 МГц, что делает его удобным для использования в качестве широкополосного инструментального усилителя. Однако в ряде случаев целесообразно ограничить полосу усиления сверху, чтобы избежать высокочастотных шумов. Для этого между выводами 5 и 6 (или 10 и ) следует включить конденсатор СЗ (рис. 4.14), величина которого выбирается в зависимости от требуемой верхней граничной частоты АЧХ (на уровне 3 дБ):

Сз=4 10-/2я/вг, lOt ,

где Гэ = 2,6 кОм - эмиттерное сопротивление транзистора во входном каскаде для малого сигнала; Кц - коэффициент усиления схемы, определяемый выражением (4.5), в децибелах.

Если усилитель применяется для воспроизведения магнитофонных записей, как на рис. 4.15, а, то его АЧХ должна соответствовать стандарту NAB (рис. 4.15, б, штриховая линия). На рис. 4.15, а показан один из вариантов схемы, удовлетворяющей этому условию. В этой схеме резисторы RJ и R2 задают напряжение смещения по постоянному току и выбираются в соответствии с выражениями (4.1) и (4.2) при использовании усилителя в режиме с дифференциальным входом и выражениями (4-3) и (4.4) с одним заземленным входом.

Значение коэффициента усиления предусилителя, принимаемое равным О дБ на частотах, превышающих верхнюю угловую частоту {2 (рис. 4.15, б), определяется следующим соотношением:

KuiR + RyRi. . . (4-7)



Рис. 4.14. Схема усилителя воспроизведения для магнитофона на базе К548УН1 с плоской АЧХ

К548УН1 Н

бых

Рис. 4.15. Схема усилителя воспроизведения магнитофона (а) с нелинейной АЧХ (б)


бых

г., =50 кГц,

V =-19 и 58 ом/с v=4,75 и 3,5см/с

L XJSO мк

62к 1500


Г^ = 3180 Гц

Р,кГц

Частота /г находится из условия равенства сопротивлений конденсатора СЗ в резисторе R4, т. е. U=\l2nCi,Rn. Аналогично нижняя угловая частота /1 = 1/2я СъК\- Величина С1 определяет ний?нюю граничную частоту предусилителя, т. е. частоту, ниже которой происходит спад коэффициента усиления. С учетом выражения (4.6) получим /о=1/2я С\Яъ.

Амплитудно-частотные характеристики реального усилителя воспроизведения для магнитофона (относительно коэффициента усиления, равного О дБ) для различных значений скорости v движения ленты представлены на рис. 4.15, б непрерывными линиями.

На базе К548УН1 можно построить предварительный усилитель для электропроигрывающего устройства с электромагнитным преобразованием (рис. 4.16, а). При проектировании таких усилителей следует учитывать, что напряжение на выходе электромагнитного преобразователя для электропроигрывающего устройства пропорционально относительной скорости перемещения преобразователя [21] Например, если напряжение на выходе преобразователя при скорости 5 см/с равно 3,5 мВ, то при скорости перемещения 1 см/с напряжение будет равно 0,7 мВ, следовательно, чувствительность такого электромагнитного преобразователя 0,7 мВ/ (см-с'). Типовые преобразователи при скорости 5 см/с имеют выходное напряжение от 3,5 до 8 мВ. Обычно высококачественные стереофонические записи .выполняются при скорости от 3 до 5 см/с. Максимальная скорость записи по стандарту RIAA не должна превышать 25 см/с.

Как и в предыдущих схемах, резисторы R1 и R2 задают режим работы по постоянному току и их сопротивления определяются из выражений (4.1) и (4.2) или (4.3) и (4.4). Коэффициент усиления, приведенный к О дБ, устанавливается отношением (4.7). Угловая частота \\ (см. рис. 4.15, б) определяется из условия равен-



1 ... 6 7 8 9 10 11 12 ... 38
Яндекс.Метрика