Главная » Книги и журналы

1 ... 5 6 7 8 9 10 11 ... 38

3.3. ОСОБЕННОСТИ ПРИМЕНЕНИЯ МИКРОСХЕМ ПЕРЕМНОЖИТЕЛЕЙ

Основные схемы включения и параметры современных перемножителей приведены в табл. ПЗ и на рис. П.5. На рис. 3.9 показана схема включения К525ПС1 совместно с ОУ, обеспечивающая, работу в щироком диапазоне изменения напряжения питания.

Перемножитель К525ПС1 должен быть сбалансирован с помощью подстроечных резисторов, подключаемых к его выводам 8 и 12. Это необходимо для исключения статических ощибок и обеспечения максимальной точности перемножения. Балан сировка производится по входам X и Y (соответственно выводы S и /2) с помощью подачи на них напряжений от отдельных (опорных) источников питания -0,7 и +0,7 В. Такими опорными источниками могут быть обычные диоды. Для балансировки по выводу 4 через резистор с сопротивлением 6,8 кОм с генератора синусоидальных сигналов подается напряжение амплитудой 1 В и частотой 1 кГц. Вывод 9 при этом заземляется. Изменением напряжения на выводе 12 потенциометром R 2 добиваются минимального выходного напряжения. Аналогично осуществляется балансировка по выводу 9 при заземленном выводе 4 регулировкой потенциометра R t.

Затем регулируется масштабный коэффициент умножения /( , для чего выводы 4 и 9 объединяются н на них через резистор 6,8 кОм подается синусоидальный сигнал амплитудой 2,5 В и частотой 1 кГц. Изменением сопротивления /?пз устанавливают выходное напряжение от пика до пика синусоиды равным 1,25 В, что соответствует Кп = 0,1. Точную регулировку масштабного коэффициента умножения необходимо выполнять вольтметром переменного тока.

Точность перемножения для К525ПС1 можно повышать до 0,5% (типовая величина 2%), уменьшая токи /з и /13 до 0,8 мА и ограничиваясь диапазоном входных сигналов ±5 В. Точность увеличивается в основном благодаря уменьшению нелинейных искажений в логарифмирующих и антилогарифмирующих каскадах схемы. Быстродействие К525ПС1 можно повысить, подключив к его выходу широкополосный ОУ, преобразующий дифференциальный сигнал тока в напряжение (рис. 3.10). Сопротивление /? выбирается так, чтобы при изменениях выходного тока в диапазоне ±0,2 мА относительно своего типового значения I мА транзисторы работали в линейной области. Для получения минимальной погрешности перемножения транзисторы в парах должны быть идентичными. Выбор ОУ определяется требованиями к полосе пропускания всей схемы. Например, если необходима малосигнальная полоса пропуска 5 МГц, а частота, до которой сохраняется максимальный размах выходного напряжения схемы, 1,4 МГц, то ОУ должен иметь полосу пропускания на уровне единичного усиления

/<525ПС1 и

Рис. 3.10. Схема подключения дифференциального усилителя тока для увеличения быстродействия К525ПС1

не менее 10 МГц, а скорость нарастания выходного напряжения около 100 В/мкс. Сопротивление /?о.с выбирается исходя из требуемого размаха {/вых, например, для {/вых=±10 В требуется /?о.с=25 кОм.

Перемножитель на базе К525ПС1 имеет несущественные преимущества перед схемами на ОУ из-за сравнительно большого количества вспомогательных внешних элементов и необходимости выполнения трех балансировок для обеспечения его минимальной погрешности. Частично эти недостатки устранены в микросхеме К525ПС2, функциональная схема которой приведена на рис. П5, в. В отличие от К525ПС2 введен выходной преобразователь дифференциального тока в напряжение, выполненный на ОУ. Дополнительно его погрешность перемножения можно уменьшить почти на порядок, если использовать два перемножителя К525ПС2 в режиме возведения в квадрат [15]. Для эдого сигналы X к У через схему симметрирования поступают на перемножители, а выходные сигналы перемножителей - на входы ДУ на базе ОУ. Чтобы получить дифференциальный сигнал с правильным знаком, необходимо выполнить инверсию, например, входного напряжения У. Это осуществляет схема симметрирования, в которую введен инвертирующий повторитель. Коэффициент усиления выходного ДУ выбирается равным коэффициенту ослабления пассивной части схемы симметрирования. Благодаря тому, что в К525ПС2 имеется ОУ, на этой микросхеме легко реализовать простой перекоммутацией внешних выводов делитель напряжения, схемы возведения в квадрат и извлечения квадратного корня (рис. 3.11).

Наиболее близкой к идеальному перемножителю по функциональным возможностям и параметрам является микросхема К525ПСЗ. По своей структуре этот

,Z2k

К525ПС2

-тВйи-г<=10в I-CZD-Г

/12 к

22к

К525ПС2

5,1 к 7,5к

Рис. 3.11. Простейшие функциональные схемы на базе перемножителя К525ПС2

22к

Kszsncs

10 к

90 к

200 пФ

\Ujj\10B--

Tz т

К515ПСЗ

1?г

= UUy/10R S)

К525ПС5

Uz 0 - К525ПСЗ

12 \1

R 4:0,4 к

10 11

WliOB

K5Z5nc3

50 k

-\Uy\410d

Рис. 3.12. Простейшие функциональные схемы на базе перемножителя К525ПСЗ

перемножитель не отличается от двух других в серии 525, однако в отличие от них не требует использования дополнительных внешних элементов. Для применения микросхем К525ПСЗ в отличие от К525ПС2 не требуется внешних цепей балансировки, поскольку необходимая балансировка выполнена индивидуально для каждой микросхемы в ходе ее изготовления. Это достигнуто благодаря применению более совершенной технологии изготовления аналоговых микросхем, включающей подгонку номиналов резисторов в каждом перемножителе. Благодаря этому реализация многих функций с помощью этой микросхемы обеспечивается без дополнительных внешних элементов только за счет перекомпоновки внешних выводов (рис. 3.12).

Чтобы коэффициент передачи умйожителя был равен 1, а не 0,1, как по схеме включения, показанной на рис. П5, необходимо между выводами , 12 и 10 включить резисторный делитель 90 кОм: 10 кОм со средней точкой, подключаемой к выводу . Чтобы не уменьшилась полоса пропускания, необходимо резистор 10 кОм зашунтировать емкостью 200 пФ. Чтобы выполнить преобразование выходного напряжения в ток, необходимо между выводами , 12 и 10 включить резистор R>2 кОм. В этом случае / -(А ,-Хг)(t/,-1/2)/10/?.

Для возведения в квадрат, как и в других перемножителях, необходимо подать входной сигнал на объединенные входы XI, YI и Х2, Y2. При этом прлучается вдвое меньшая погрешность вычисления при {/вых 1 В. Для работы в режиме делителя выводы , 12 размыкаются и вывод 12 соединяется с выводом 7. При этом Lвыx=10(Z2-Z,)/(Л,-A2)+У,.

Глава 4.

ОБРАБОТКА АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ АНАЛОГОВЫМИ МИКРОСХЕМАМИ

От современной микроэлектронной аппаратуры часто требуется непрерывная обработка аналоговых сигналов в реальном масштабе времени. К основным задачам такой обработки относят математическое моделирование сложных динамических систем, анализ результатов экспериментов, анализ сигналов в замкнутой петле систем автоматического контроля и управления процессами и др. Для реализации этих функций требуются такие математические операции, как усиление, логарифмирование, суммирование, вычитание, дифференцирование, интегрирование, умножение, деление, которые обычно выполняются устройствами, построенными на ОУ и перемножителях. Достоинством обработки сигналов аналоговыми микросхемами является высокое быстродействие вычислений, осуществляемых в реальном масштабе времени. Приведенные ниже схемы демонстрируют выполнение наиболее распространенных математических операций над аналоговым входным сигналом; рассмотрены некоторые методы улучшения статических и динамических характеристик известных схем. Показано, что современная элементная база аналоговых микросхем позволяет реализовать математические операции над аналоговыми сигналами с точностью до единиц милливольт за время, примерно равное микросекунде.

4.1. УСИЛЕНИЕ И ОСЛАБЛЕНИЕ

Основным назначением аналоговых микросхем является передача аналоговых сигналов с требуемым коэффициентом, зависимым от частоты и амплитуды входного сигнала. Существуют различные способы изменения абсолютной величины коэффициента передачи: переменным резистором, дополнительным аналоговым или цифровым сигналом, автоматически в зависимости от параметров входного сигнала. Во всех случаях общим является требование неизменности всех, остальных параметров схемы при регулировке коэффициента передачи.

Для регулировки коэффициента передачи усилителей на базе ОУ в инвертирующем и неинвертирующем включениях (см. табл

2.1) можно воспользоваться потенциометром вместо любого из резисторов в цепи ОС. Таким способом можно изменить коэффициент передачи усилителя без изменения полярности. В тех случаях, когда необходим усилитель с регулировкой не только абсолютного значения коэффициента передачи, но и его полярности, можно воспользоваться схемой на рис. 4.1. Коэффициент передачи такого усилителя Ku=-[Ro.c/Ri-oc{i+Ro.JR+Ro.c/R2], где a = RJR3, R,- часть сопротивления потенциометра 3 между движком и общей щиной.

Если сопротивления резисторов RI и R2 выбрать равными Ro.c/n и Ro.c/ (n - l) соответственно, то выражение для Кц приобретет вид /([/= -п (1 -2а). Таким образом, когда на неинвертирующем входе нулевой потенциал,.т. е. а = 0, то Ки= -п. В другом крайнем положении движка потенциометра У?3 при а = 1 получим Кц = п. В реальной схеме такого усилителя для получения хорошей линейной зависимости необходимо выполнение двух.условий. Во-первых, сопротивление источника сигнала должно быть достаточно малым по сравнению с сопротивлением резисторов, включенных в схему. Это связано с тем, что при изменении положения движка потенциометра изменяется ток в цепи ОС ОУ, а следовательно, и ток через сопротивление источника сигнала. В результате при больших сопротивлениях источника сигнала нарушится линейная зависимость коэффициента усиления. Во-вторых, в схеме необходимо использовать ОУ с малыми входными токами смещения, поскольку при регулировке Ки будет изменяться эквивалентное сопротивление, подключенное к неинвертирующему входу, что приведет к дополнительному изменению выходного напряжения.

К усилителям с регулируемым коэффициентом усиления можно отнести схемы с управлением выходным сигналом. Эти схемы принадлежат к классу нелинейных, у которых коэффициент усиления зависит от выходного напряжения, а характер этой зависимости можно изменять, варьируя параметры одного или нескольких внешних элементов. Схемы такого типа обычно используются в системах управления и моделирования.

К7 2 VTf

Bhix

Рис. 4.1. Схема регулируемого усилителя с линейной передаточной характеристикой

4.2. Схема регулируемого усилителя с нелинейной.передаточной характеристикой

простейший усилитель постоянного тока с управлением выходным сигналом может быть построен на основе ОУ и двух транзисторов различного типа проводимости (рис. 4.2). Приведенная схема имеет ярко выраженную нелинейную зависимость между входным (в области сотен милливольт) и выходным напряжениями, представляющую собой экспоненциальную кривую с положительным наклоном. Транзистор VT1, работающий в режиме эмиттерного повторителя, управляет эмиттерным током транзистора VT2. С помощью резистора Ro.c с коллектора VT2 в базу первого транзистора заведена ОС. Когда поступает входной сигнал t/вх, через резистор R} начинает протекать ток /2 в направлении, противоположном току г'з с выхода схемы. С увеличением t/вх увеличивается ток 12, а следовательно, уменьшается базовый ток ii транзистора VT1. Изменение этого тока усиливается транзисторами и вызывает уменьшение тока 12, вследствие чего увеличивается разность напряжений между инвертирующим входом усилителя и его выходом.

Таким образом, между точками А и Б схемы образуется отри-* цательное сопротивление /?о = о.с/[1 +(1 +Ihi3i)] X/i2i32, где /ijiai и /2132 - коэффициенты усиления транзисторов VTI и VT2 соответственно. Коэффициент усиления схемы Ки, определяемый как отношение Ro/Rbx, носит нелинейный характер. Управление видом зависимости Ки от входного (выходного) напряжения можно осуществлять изменением Ro.c- Схема может работать в широком диапазоне температур с хорошей воспроизводимостью параметров (не хуже 5%).

При использовании диодов или транзисторов для построения усилителей с нелинейной передаточной характеристикой возникает проблема температурной стабилизации точек перегиба, в которых происходит изменение коэффициента усиления. На рис. 4.3 приведена схема нелинейного усилителя, Ки которого практически не зависит от температуры. При малых входных сигналах транзисторы VT2 и VT3 закрыты и коэффиЦиент усиления схемы определяется

резисторами RI и R2. Когда напряжение на выходе усилителя достигает определенного значения, которое задаете^ управляющим напряжением Uy p, резисторами R3, R4 и в данной схеме равно 2 В, транзистор VT3 насыщается, в результате чего коэфг фициент усиления уменьшается вдвое. При дальнейшем увеличении выходного напряжения (более 4 В) насыщается транзистор VT2 и коэффициент усиления схемы, в этом случае равный отношению сопротивления парал-

Г88к

VTZ VT3

R6 51 к

у00 к

R1 10 к

упр

VT1~VT4 19SHT5

R4 ЮОк

Vm yR2

ЮОк

Вых

К140УД7

Рис. 4.3. Схема термостабильного усилителя с нелинейной передаточной характеристикой

лельно соединенных резисторов R2, R4 и R6 к сопротивлению -резистора Rl, снова уменьшается вдвое.

Температурная стабилизация точек перегиба в этой схеме достигается вУлючением транзисторов VT1 л\ VT4, работающих в диодном режиме. Транзистор VT4 компенсирует температурный сдвиг напряжения эмнттер-база Уд. б транзисторов VT2 и VT3 в области малых сигналов. Когда VT2 и VT3 насыщаются, изменение напряжения [/э.б этих транзисторов от температуры компенсируется транзистором VTl. В'этом случае падения напряжения на резисторах R3 и R5 равны Uy p.

Для получения хорошей передаточной характеристики описанную схему не рекомендуется нагружать на низкоомную нагрузку, поскольку наличие на выходе транзистора VT4 приводит к значительному увеличению выходного сопротивления усилителя и, следовательно, к дополнительному снижению выходного напряжения. В таких случаях обычно применяют согласующие каскады на выходе схемы.

Регулировка коэффициента усиления схем на ОУ с помощью переменных резисторов представляет собой довольно трудоемкий процесс, обеспечивающий невысокую точность. Поэтому более широкое распространение получили устройства, в которых коэффициент усиления изменяется элементом, имеющим нелинейную зависимость полного сопротивления от приложенного управляющего напряжения.

, Известны два наиболее распространенных метода, обеспечивающих автоматическое управление коэффициентом усиления схем. При первом методе изменяются малосигнальные параметры усилительного элемента (например, транзистора) изменением положения рабочей точки по постоянному току. Этот метод удобен для построения высокодобротных схем, в которых сигнал ограничивается единицами милливольт. При использовании этого метода в низкочастотных цепях с У?С-связями низкий уровень ограничения сигнала по амплитуде и широкая полоса пропускания обеспечивают плохое отношение сигнал-шум. Увеличение амплитуды сигнала вызывает нелинейные искажения, поскольку линейность рабочих характеристик усилительного прибора не может сохраняться при значительном изменении смещения в схемах с У?С-связями.

Второй метод предназначен для низкодобротных схем и основан на применении элементов, полное сопротивление которых изменяется электрическим способом. .При включении таких элементов в схему обеспечивается управление коэффициентом усиления (происходит требуемое ослабление сигнала). Однако нелинейные характеристики обычно используемых на практике элементов и в этом случае сокращают пределы изменения входного напряжения относительно управляющей точки до 100 мВ.

Таким образом, ни один из указанных методов не решает проблемы достижения малых искажений при высоком отношении сиг-

нал-шум. Однако следует отметить, что при определенных условиях второй метод позволяет достичь лучших характеристик даже в схемах с высокой добротностью.

На основании предыдущих рассуждений можно сформулировать три положения, которыми следует руководствоваться при построении высококачественных систе! с автоматической регулировкой усиления (АРУ): подбирать нелинейный элемент по передаточной характеристике с учетом диапазона изменения полного сопротивления; использовать нелинейный элемент в режиме, в котором вносимые им искажения минимальны; в каждом конкретном случае выбирать такую схему включения элемента, при которой обеспечивается АРУ сигналов большого уровня с минимальными искажениями.

В качестве элементов с электрически изменяемым полным сопротивлением применяются следующие приборы: диоды, варикапы, светоуправляемые резисторы, биполярные и полевые транзисторы.

Формирование частотно-зависимых коэффициентов передачи.

Операционный усилитель оказался весьма полезным активным элементом при реализации различного вида АЧХ. Главные преимущества ОУ - высокое входное сопротивление, .низкое выходное сопротивление и большой коэффициент усиления - сделали их исключительно полезными при построении, например, активных фильтров, полосовых усилителей, узлов аппаратуры высококачественного воспроизведения звука, радио- и телевизионной аппаратуры.

Активные фильтры. ОУ в активных фильтрах позволяют использовать резисторы и конденсаторы не слишком больших номиналов по сравнению с пассивными фильтрами даже при частотах, значительно меньших 1 Гц. ОУ позволяет развязать между собой различные звенья в активном фильтре, что делает возможным их автономную практически независимую настройку. Кроме этих отличий от пассивных фильтров активные фильтры обычно имеют несимметричные входы и выходы по отношению к общей шине или шине питания. Кроме этого ОУ накладывают ограничение на допустимые изменения напряжений и токов в цепях активных фильтров. Сейчас в активных фильтрах все большее распространение получают специализированные активные элементы, такие как конверторы отрицательного сопротивления и гираторы. Однако они уступают ОУ по универсальности применения.

При проектировании реального активного фильтра следует учитывать, что на выходе ОУ присутствует постоянная составляющая напряжения, обусловленная напряжением смещения нуля и входными токами, протекающими через резисторные цепи на входах ОУ. Активные фильтры на ОУ позволяют реализовать практически все основные типы частотных характеристик - резонансные, Чебышева, Баттерворта, Томпсона, полосовые с одним или несколькими настроечными элементами. Во всех случаях их основное преимущество по сравнению с пассивными /?LC-фильтpaми состоит в сравнительно небольших размерах. Обычно добротность активных фильт-

ров на ОУ не превышает 10. Причем чем выше требуемая добротность Q, тем более точные, а следовательно, и габаритные резисторы и конденсаторы требуются, а также большее число ОУ. В простейших активных фильтрах на одном-двух ОУ добротность обычно порядка 10.

Теория и расчет активных фильтров являются специальным вопросом применения ОУ- В ряде книг [16, 17] вопросы проектирования активных фильтров рассмотрены с исчерпывающей полнотой, поэтому здесь проводятся только наиболее общие сведения об устройствах этого типа и описываются некоторые конкретные схемы. В §10.3 рассмотрены активные фильтры, управляемые от ЭВМ. Следует отметить, что разви-. тый к настоящему времени математический аппарат проектирования активных фильтров различного типа положен в основу соответствующих прикладных программ универсальных ЭВМ и персональных компыЪтеров. Поэтому современному разработчику активных фильтров, как правило, нет необходимости в полной степени владеть теорией расчета активных фильтров. Соответствующая программа расчета активного фильтра требуемого вида дает параметры пассивных элементов в зависимости от заданных разработчиком параметров ОУ и вида частотной характеристики.

Сложные активные фильтры обычно составляются из Элементарных звеньев, взаимное влияние которых сводится к минимуму, что лежит в основе проектирования и настройки активных фильтров. Такой подход позволяет моделировать на ЭВМ фильтр любой, сложности и просто оценивать флуктуации параметров схемы при изменении параметров пассивных элементов в зависимости от температуры, времени и разбросов. К основным частотным характеристикам фильтра относятся амплитудная, фазовая и группового времени. Параметрами этих характеристик являются: характеристическая частота, добротность и коэффициент усиления в полосе пропускания. Самыми простыми считаются активные фильтры нижних частот (НЧ), верхних частот (ВЧ) и полосовые, у которых передаточные функции имеют одиночный полюс или пару комплексно-сопряженных полюсов. Частотные характеристики фильтров указанных типов приведены в табл. 4.1 и 4.2. Добротность полосового фильтра (Э = соо/(<Ви -где со и Шв - нижняя и верхняя частоты, при которых усиление уменьшается на 3 дБ относительно своего максимального значения Но при частоте сос.

К трем перечисленным выше разновидностям фильтров можно добавить заграждающий фильтр. Активный фильтр этого типа пропускает все сигналы, за исключением лежащих в некотором узком диапазоне частот. Такой фильтр исключительно

Таблица 4.1.

Частотные характеристики активных фильтров для одиополюсиой передаточной

функции

Тип фильтра			т(<о)
Фильтр НЧ	р + т	- arctg -	С08ф СОо
Фильтр ВЧ	НоР Р + СОс	-Т'о	СОс

Примечание. Яо- максимальное усиление в полосе пропускания; шо - характеристическая частота

Таблица 4.2.

Частотные характеристики активных фильтров для пары комплексно-сопряженных

полюсов

Тип фильтра

Фильтр НЧ

Фильтр BW

Полосовой фильтр

Яссос

р --асоор + со§

-arc,-L(2;+)--arct4(2-)

2 sm<f Бшф, асос 2to

2соБ^ф 5!п2ф acoo 2u)

Примечание. a={ct>i--ct>2)/- ocdi, ша; coi, cos - частоты комплексно-сопряженных полюсов.

полезен, например, в аппаратуре высококачественного воспроизведения звука, прецизионной измерительной аппаратуре и в формирователях сигналов с точно заданной формой, когда необходимо устранить влияние синусоидальных колебаний напряжения в сети питания 380, 220 или 127 В. Пример схемы такого фильтра приведен на рис. 4.4. В схеме ие требуется использовать прецизионные пассивные элементы, что достигается благодаря примененной структуре фильтра и введению одного подстроечного резистора. Этот фильтр может быть настроен на частоты от 45 до 90 Гц. При этом в диапазоне частот 50 ±7 Гц и 60 + 9 Гц обеспечивается ослабление сигнала на 30 дБ. Характеристическая частота такого фильтра coo = = l/C~\/3RiR2. Добротность фильтра определяется сопротивлением резистора R3. Уменьшая сопротивление R3 можно уменьшить диапазон частот, в котором происходит ослабление низкочастотной наводки, поступающей из сети питания.

Наибольшее распространение в активных фильтрах получили схемы, построенные на основе метода переменных состояний. Эти схемы по сравнению, например, с активными фильтрами, построенными на базе схем с многопетлевой ОС или с зависимыми источниками, обеспечивают меньшую чувствительность к изменениям параметров схемных элементов и большие абсолютные значения добротности и усиления, а также работу на сравнительно высоких частотах. Однако схемы активных фильтров, построенные на основе метода переменных состояний, обычно требуют применения двух, а иногда и трех ОУ. Как правило, схема фильтра на основе переменных состояний состоит из суммирующего усилителя и двух интеграторов [18]. Такую схему можно упростить посредством реализации первым интегратором еще и функции

1 ... 5 6 7 8 9 10 11 ... 38