Главная » Книги и журналы

1 ... 3 4 5 6 7 8 9 ... 38

один из входов соединен с обшей шиной, то полный размах выходного напряжения может быть достигнут лишь в случае, когда коэффициент усиления схемы не менее %

Увеличение выходного тока обычно осуществляется подключением к ОУ мощного повторителя напряжения или усилителя тока, управляемого с выхода ОУ (см. рис. 2.25) или по цепи питания (см. рис. 2.26). Нетрудно увеличить амплитуду выходного напряжения ОУ, ограниченную допустимым напряжением от источников питания, подключением к ОУ каскада, работающего от источника высокого напряжения питаниЯ: Включение ОУ в цепи с напряжением питания больше допустимого нетрудно осуществить, используя делители напряжения питания или следящие ОС по цепи питания (см. гл. 4).

2.4. ОСОБЕННОСТИ ПРИМЕНЕНИЯ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ В ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРАХ

При разработках электронных приборов необходимо учитывать общие правила применения ОУ, обеспечивающие максимальное использование их возможностей. fC таким правилам относятся, например, подключение к выводам питания щунти-рующих конденсаторов емкостью 0,1 мкФ. Для уменьщения паразитных токов утечки во входных цепях ОУ (особенно для ОУ с полевыми транзисторами на входе К140УД8, К544УД1, К574УД1 и flp.J используют низкоомные охранные кольца на печатных платах (рис. 2.28). Охранные кольца, подключаемые к точке, ИЗмечение напря>кения которой совпадает со входным напряжением, захватывают розмржные паразитные токи, протекающие по плате между входами ОУ и другими цепями на плате.

Существенное влияние на работоспособность электронного прибора может оказать самовозбуждение ОУ. Самовозбуждение ОУ обусловлено: реактивностями его входного и выходного сопротивлений образующих с внешними реактивностями (источника сигнала и нагрузки) RC/RL-iienn, частоты полюса или нуля KOtopblx меньше fr, реактивностью цепи ОС; различием значений fr для инвертирующего и неинвертирующего включений ОУ и неидеальностью источников питания.

Входное и выходное сопротивления ОУ без ОС становятся реактивными даже при охвате его резисторной ОС из-за зависимости Kd от частоты (р) = /С[д,/(1-Ь + p/2nfcf)- Подставляя К'ц{р) вместо К'и в выражения для R и Rm, приведенные в табл. 2.1, для инвертирующего и неинвертирующего включений ОУ, получаем

Rfx. ip) = R,+Rs..r + R x,p\\pU.,

а) -- Ю

Рис, 2.28. Схема подключения экранирующих колец ко входам ОУ в инвертирующем (о) и неинвертирующем. (б) включениях

где Re:,.,=R c/Ku, Лвх.р = /?о.с, Z.Bx = /?d.c/2nfT, а f=fp/(uo, /(J; - низкочастотное еиачепие Ку (р);

R....{p)=R.. + Rs.. \\{l/pC ),

гд.е RB. = IiRUR,/{R, + Ro.c), С„,= {R,+Ro.c)/27ifcpR,Rs,K, Лвь =/?вь,х. = /?

~\~ оых.рПравых

где RuMX-n- KijRbUx/Ку, /?вЫХ.р = ЬиХ, /BWX = Kf;/?Dblx/2Kfcp/C-

Соответствующие расчету эквивалентные схемы приведены на рис. 2.29. Как видно, в инвертирующем включении ОУ входное и выходное полные сопротивления имеют индуктивный характер, а в неинвертирующем входное полное сопротивление имеет емкостный харак ер, а выходное - индуктивный. Параметры элементов эквивалентных схем, вычисленные на примере ОУ К153УДЗ со скорректированной однополюсной передаточной характеристикой при Ки = 5, приведены в табл. 2.2.

Частота среза ОУ с ОС равна fcp{\ +Кио/Ки), где в инвертирующем включении Кц - 1-Ку , а в неинвертирующем Ku = Kij . Подставляя поочередно значения для Ки в выражение для частоты среза в инвертирующем и неинвертирующем включениях fcp.n и [ср.н, получаем, что при равных коэффициентах усиления Ки = = Ki, полоса пропускания в инвертирующем включении меньше, чем в неинвер тирующем, в К^/{\ -\-Ки) раз и разница увеличивается при уменьщении Кц. В частности, на уровне единичного усиления fcf.ufcp.K-

Выходная емкость источника сигнала Сг, входная емкость ОУ Св или паразитная емкость Roc образуют с резисторами, подключенными ко входам ОУ /?С-цепи, постоянные времени которых могут быть больще l/f-,. Действие таких паразитных /?С-цепей приводит к дополнительному сдвигу фазы входного сигнала и к самовозбуждению ОУ. Последнее особенно часто происходит при работе ОУ с полевыми или супербета^ транзисторами (например, К140УД6 или КИОУДИ) на входе от источников сигнала с большими сопротивлениями Rr. Для определения требо-

8х

6x г

бых

1 . I

6x

бв.х

бых П

Рис. 2.29. Эквивалентные схемы для расчета входного и выходного полного сопротивлений ОУ в инвертирующем (а) и неинвертирующем (б) включениях

Рис. 2.30. Эквивалентная схема входной цепи ОУ

Ю

бых

6х

ваний к параметрам элементов внешних цепей, подключенных ко входу ОУ, воспользуемся схемой на рис. 2.30, коэффициент передачи которой

где Rc = RsAR., k=:RUiRr + Rix).

Из-за действия Сг и Свх появляются дополнительные полюс f и нуль f на час-тагах =1/[2л/?с(Сг--Свх)И>, = 1/(2л/?эхСвх) соответственно. Если /ср</п<, то в диапазоне частот f -<f-<f коэффициент усиления уменьшается на величину а, а входная цепь вносит дополнительный фазовый сдвиг t7 x, который на частоте fmox=lhf имеег максимум ф„ ;, (рис. 2.31, а). Значение а = Свх (/?вх-Ь/?г) ?х (Свх-Ь' -i-Cr), а ф„< = 5ш-[((х-1)/((х-1-1)1.

Таким образом, суммарный фазовый сдвиг входного сигнала может достичь 180°, а ОУ-утратить устойчивость.

Если fcp<fii</n, то на АЧХ появляется плоский участок, ф^ЭО и ОУ устойчив. Поэтому рассмотрим подробно случай, когда fcp-<fv-<f .

Из-за увеличения сдвига фазы f, уменьшается до величины К=аА:[т (рис. 2.31, б). Величина (f увеличивается пропорционально отношению f /f . Например, фто, = 55 при f /fn=iO и ф„ х=10° при f /f = 2. Чем больше допустимая величина ф„о , тем больше может быть fu/fn- Вводя обозначение 1н/Ы=10/т, где m = f((f), из рис. 2.31,6 можно записать условия, которые необходимо выполнить, чтобы обеспечить устойчивую работу ОУ: f <mfr, f > mf k, f = f . Подставляя в эти выражения значения для k, f , f и fr, получаем условия выбора величин Rr и

Сг при заданных Свх и /?вх-

Для ОУ с внешней коррекцией (типа К153УД2) действие Сг может быть устранено включением последовательно с корректирующим конденсатором Ск сопротивления Rk, величина которого определяется из выражения /?с (Сг--Свх) = /?кС .

Конденсатор Сн, подключенный к выходу ОУ, образует с его выходным сопротивлением /?вых интегрирующую /?С-цепь, постоянная

Рис. 2.31. Частотные характеристики входной цепи ОУ (а) и ее влияние на коэф--фициент усиления (б)

времени которой, перемещаясь в область низких частот при повышении частоты входного сигнала^ достигает максимального значения по частоте Если частота полюса этой цепи меньше т, то на передаточной характеристике ОУ появляется дополнительный полюс. В зависимости от значения емкости С„ снижает запас по фазе или приводит к самовозбуждению ОУ. В этом случае для уменьшения действия С„ в ОУ с внешней коррекцией обычно достаточно увеличить емкости корректирующих конденсаторов. Для ОУ с внутренней коррекцией необходимо либо вводить дополнительные цепи коррекции, либо подбирать усилитель с малым /?вых, либо использовать на выходе ОУ согласующий повторитель. В любом случае частота полюса, обусловленного действием цепи Сн/\вых, смещается выше частоты fx.

Простая схема включения дополнительной цепи коррекции, устраняющей влияние Сн (рис. 2.32, а), основана на изменении характера частотной зависимости KuiP)- Дополнительные резистор и емкость Сф развязывают нагрузку от выхода ОУ, а дополнительный полюс, обусловленный цепью /?фСн, компенсируется нулем цепи Ro.cC, если /?фС = /?о.сСф-

Подключение к выходу ОУ пассивного фильтра или длинной линии, эквивалентных последовательному соединению индуктивности L и конденсатора С (рис. 2.32,6, верхняя цепь), также может стать причиной самовозбуждения ОУ. Передаточная функция схемы, при R = 0 имеет вид неустойчивого консервативного звена Ku{p)=Ku/{pLC-\-\). Самовозбуждение ОУ можно устранить, включив резистор R между выходом ОУ и LC-контуром. Благодаря этому передаточная функция ОУ приводится к характеристике устойчивого колебательного звена Ки {р) = Ки/{ -\-LCp -\-pRC). Минимальная колебательность переходного процесса и, следовательно, исключение влияния выходной LC-цепи достигаются, если декремент затухания звена =R/2-\jL/C > 1/V2-Отсюда получаем следующее условие выбора сопротивления R для устранения самовозбуждения ОУ: RJ2L/C.

вых

а)

Рис. 2.32. Схемы устранения самовозбуждения ОУ при емкостной (а) и индуктивной (б) нагрузках

Подключение к выходу ОУ элемента с отрицательным сопротивлением (туннельный диод, тиристор, однопереходный транзистор или транзистор, работающий в области пробоя коллекторного перехода) также может привести к Самовозбуждению. Для примера рассмотрим туннельный диод, эквивалентная схема которого представляет собой последовательное соединение индуктивности L и параллельно включенных резистора с отрицательным сопротивлением R и конденсатора С (рис. 2.32, б, нижняя цепь). Передаточная функция имеет вид, присущий неустойчивому колебательному звену: Ки {р)= Ки/{-pL/R+ pLC). Включая между выходом ОУ и нагрузкой дополнительный резистор Rr, передаточную функцию можно привести к виду, характерному для устойчивого колебательного звена: Ки {р) = Ku/[i - Rr/R-\-р {RrC~L/R)+ рЧС'Х если выполнить условия RrC - L/R>0 и \-Rr/R>0. Влияние туннельного диода на работу ОУ полностью исключается, если Rr выбирается исходя из неравенства -21С (1 - RJR) < RrC-L/R.

Влияние цепей питания на устойчивость работы ОУ устраняется использованием низкоомных источников питания, зашунти-рованных высокочастотными конденсаторами. Для питания аналоговых и цифровых микросхем желательно использовать разные источники или в крайнем случае размещать конденсаторы, шунтирующие питание, в непосредственной близости от ОУ, чтобы исключить влияние импульсных помех по цепям питания, особенно больших, если ОУ включены на одной шине питания с ТТЛ-схемами.

Таблица 2.3 Методы защиты ОУ

По цепям питания

а) Ti/n

Защита от смены полярности источников питания. Диоды могут быть заменены эмиттериыми повторителями с резистор-ными делителями в цепи базы

Защита от превыщения напряжением питания предельно допустимого значения

Окончание табл. 2.3

По входу

fiblX

Защита инвертирующего ОУ от попадания на вход большого напряжения при импульсном изменении СУвх и включении питания

Защита дифференциального усилителя от попадания на вход большого дифференциального напряжения

Предотвращение попадания на вход неинвертирующего повторителя напряжения, большего, чем напряжение питания

Защита дифференциального усилителя, позволяющая избежать применения последовательных входных резисторов

По выходу

-I/.

6х

-CD-

При коротком замыкании выхода на землю и шины источников питания ток в нагрузке не превышает величины, установленной в генераторах тока с помощью резисторов

Ток, отдаваемый в нагрузку, ограничен током насыщения полевого транзистора. Следует выбирать полевой транзистор с минимальным сопротивлением канала сток-исток

Защищается выходная цепь ОУ при вероятном подключении выхода усилителя к источнику напряжения значительно большего напряжения питания ОУ. Защита при индуктивной нагрузке

Высокие точностные и динамические параметры ОУ достигаются благодаря использованию в их схемах высококачественных транзисторов с небольшими пробивными напряжениями р-п переходов. Поэтому при наличии вероятности попадания на выводы ОУ напряжений, превышающих предельно допустимые (по техническим условиям), необходимо использовать цепи защиты. Известные варианты защиты ОУ разделяют на три группы: по питанию,

входу и выходу. Наиболее распространенные и простые способы защиты ОУ от перегрузок по напряжению и току сведены в табл. 2.3. В большинстве современных ОУ имеется внутренняя защита выхода от короткого замыкания на общую шину ri источники питания (рис. 2.4). Однако в технических условиях работа внутренней цепи защиты гарантируется только при кратковременных перегрузках по выходу (обычно 0,1...10 мс) либо вообще не гарантируется. Объясняется это сложностью контроля работы цепи защиты на предприятиях-изготовителях ОУ.

ГЛАВА 3

ПЕРЕМНОЖИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЙ

Аналоговый перемножитель является вторым по массовости применения после ОУ универсальным функциональным элементом, используемым для обработки аналоговых сигналов. К операции умножения сводятся различные нелинейные и параметрические преобразования аналоговых сигналов, такие как модуляция, демодуляция, управление параметрами усилителей, генераторов, активных фильтров, вычисление и многие другие. Примеры реализации этих функций на базе микросхем перемножителей приведены в гл. 4.

На выходе идеального четырехквадрантного перемножителя напряжение равно KnfJxUy, где К„ - коэффициент передачи (обычно Кп = 0,\), а Ux, Uy - перемножаемые напряжения. Значение = = 0,1 обеспечивает {Увых=10 В при Ux = lly = \0 В, благодаря чему не требуются высоковольтные источники питания для микросхем перемножителя и применима стандартная технология изготовления полупроводниковых микросхем.

3.1. ПЕРЕМНОЖИТЕЛИ И ДЕЛИТЕЛИ НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ

Среди многооб|эазия методов аналогового перемножения наибольшее распространение получили следующие четыре из-за простоты их реализации на ОУ: с управляемым сопротивлением, импульсные, логарифмические и с переменной крутизной. Последний тип перемножителей, видоизмененный в соответствии с требованиями полупроводниковой технологии, оказался наиболее удачным для изготовления в виде полупроводниковой микросхемы.

Перемножители на основе управляемого сопротивления наиболее просты. Если сопротивление пропорционально управляющему напряжению, то ток через это сопротивление пропорционален произведению входного и управляющего сигналов или частному от их деления. В качестве управляемых напряжением сопротивлений можно

использовать полевые транзисторы (рис. ЗЛ). На начальном участке вольт-амперной характеристики полевой транзистор по существу является резистором с сопротивлением, управляемым по цепи затвора. Действие температурного дрейфа нелинейной зависимости этого сопротивления от управляющего напряжения на точность умножения значительно уменьшается включением полевого транзистора в цепь ОС усилителя А2.

При идентичных по параметрам полевых транзисторах t/вых = = - t/;t/?e/c.h(l +/?i/4), где /-си - сопротивление между стоком и истоком полевых транзисторов. Сопротивление Гс.н транзистора VTI зависит от выходного НагфЯжений А2, которое определяется, В сВою очередь, напряжениями Vy-Vi Uz. Чтобы обеспечить выполнение транзистором VT2 функции переменного сопротивления, необходимо установить f/y<0, и^> 0. Если входной ток А2 пренебрежимо мал по сравнению с током, протекающим по цепи транзистора VT2 и резистора R3, то будет справедливо равенство Uy/R3=Uz/rc.u{l + + /?2 ?4). Определив из последнего равенства значение Гс. и затем подставив его в выражение для Увых, получим зависимость Выходного напряжения от сопротивлений резисторов Uвых = - UxVyReX X{i + R2/R4)/UzR3{\+R\/R4). Как видно из последнего выражения, при кб = Рз и R,=Rs ивых= (JxUy/Uz. Чтобы уменьшить влияние нелинейности и неидентичностн зависимостей сопротивлений сток-исток Полевых транзисторов, необходимо выбрать сопротивления R, - Rs значительно больше Гс. . Например, при типовом Гси*=ь0,5 кОм точность умножения около 2% можно получить, установив /?,=/?2=1 МОм, /?з = /?б = 0.1, R, = 0,2 МОм, /?б = = 20 кОм. Полоса пропускания этой схемы будет определяться ОУ, а динамический диапазон входных сигналов - типом полевых транзисторов. Для получения Наименьшей ошибки из-за нелинейности вольт-амперной характеристики VT1 и VT2 целесообразно ограничить амплитуду t/jt, Uy и (Jz напряжениями 3...5 Ё. Тогда при использовании ОУ К154УДЗ можно получить точность умножения около 2% в диапазоне частот 0...1 МГц. Для устранения возможной неустойчивости в работе устройства между выходами ОУ и их инвертирующими входами целесообразно включить конденсаторы емкостью 10...100 пФ в зависимости от типа ОУ. Таким образом, рассмотренный тип перемножителя-делителя целесообразно использовать в тех случаях, КОГда для двух квадрантов в плоскости ху необходимо получить максимальное быстродействие и не требуется высокая точность вычисления.

Перемножитель на логарифмических усилителях наиболее очевиден для построения и прост при расчете. Алгоритм еГо синтеза сводится к выполнению Последовательности операций: 1п х, 1п у. In x + ln у = \п ху, antilli(lH ху) =ху.

Известно большое число различных схем одноквЯдрантных перемножителей-Делителей, состоящих из трех логарифмических

Рис. 3.1. Схема перемножителя на полевых транзисторах

Рис. 3.2. Схема перемножителй на логарифмических усилителях

усилителей и одного антилогарифмического. Одна из них показана на рис. 3.2. Логарифмические усилители Al, А2, A3 и антилогарифмический А4 используют .две пары интегральных транзисторов. Могут быть испольаованы транзисторы К1НТ591 или К198НТ1.

Выходное напряжение ПеремноЖителя {/вых = /э44, где /34 = = /к.о ехр ({/э.Б4/фт) - эмиттерный ток транзистора VT4.

Напряжение {/354 определяется из равенства {/эб4 = эб1 +

Подставляя в выражение Для /34, а затем /34 в {Увых и

предполагая идентичными транзисторы и ОУ, получаем {Увых = = {R4Rx/RgR.)UxUy/V где t/*> О, Uy>0 и U,>0.

Из последнего выражения видно, что выходное напряжение логарифмического умножителя не зависит от температуры, а масштабный коэффициент определяется отношением сопротивлений внешних резисторов.

Высокая точность и большой динамический диапазон амплитуд входных сигналов при умножении и делении, характерные для данной схемы, обусловлены следуюш,ими факторами. Используются идентичные пары транзисторов с коэффициентом передачи базового тока /i2i3> 100 и ОУ К140УД6 с температурным дрейфом менее 20 мкЁ/С и входными токами менее 30 нА. Поэтому даже при входных сигналах порядка 100 мВ приведенная ко входу погрешность не превышает 0,5%, а ошибка из-за нелинейности не больше 0,2%. Суммируются логарифмы токов, а не их абсолютные величины. Благодаря этому исключается насыщение транзисторов в широком диапазоне изменения входных напряжений.

Недостаток схемы - общий для большинства схем на логарифмических усилителях - заключается в зависимости нолосЫ рабочих частот от величины входных сигналов. Например, ширина полосы пропускания при входном напряжении 10 В составляет 100 кГц, а при 1 В сужается до 10 кГц. Объясняется это тем, что при больших входных напряжениях в цепях логарифмического перемножителя протекают большие входные токи и, следовательно, быстрее Перезаряжаются паразитные емкости в схеме. Приведенная схема умножителя применима только при одинаковой полярности Входных

сигналов. Следовательно, логарифмический перемножитель является одноквадрантным. В принципе на базе логарифмического перемножителя можно построить четырехквадрантный умножитель, но при значительных аппаратурных затратах. Для устойчивой работы логарифмических усилителей между выходами и инвертирующими входами А1 - A3 следует включать конденсаторы емкостью 200... ...250 пФ.

Перемножитель на основе переменной крутизны в простейшем двухквадрантном исполнении (рис. 3.3) реализуется посредством изменения эмиттерного тока /э (а следовательно, и крутизны 5 = /э/фт) транзисторов VT1 и VT2. Изменение коллекторного тока /к любого из указанных транзисторов в зависимости от Vx описывается выражением Ijf - IUх/2(рт. ОУ преобразует дифференциальный выходной ток транзисторов VT1, VT2 в напряжение Ubhx = = AIRi. Учитывая, что изменение тока /э от напряжения Vy определяется равенством l3 = lJy/R2, получаем 11вых=1э^хР\/2(= U,UyRx/2R24>r.

Для компенсации нелинейности вольт-амперной характеристики транзисторов VT1 и VT2 при Ux>- Ю мВ используются логарифмирующие свойства диодов VT3 и VT4. Последние логарифмируют токи, поступающие от транзисторов 175 и VT6, а транзисторы VT1 и VT2 осуществляют экспонирование эмиттерно-базовых напряжений VT3 и VT4. Таким образом достигается линейная зависимость между токами через транзисторы VT5, VT6 и VT1, VT2.

Благодаря использованию источника тока, построенного на усилителе А1, расширяется диапазон линейной зависимости /э от и у вплоть до Uy = 0. Перед применением схемы сначала при Uy = 0 резистором Rb, затем при максимальном напряжении Uy резистором R6 устанавливается Увых = 0.

Импульсный перемножитель применяют, когда использованием рассмотренных выше схем невозможно достичь точности- перемножения лучше 0,1%. Если необходима такая точность и достаточна полоса рабочих частот в несколько десятков герц, целесообразно применять импульсные перемножители. Последние при умножении низкочастотных аналоговых сигналов обеспечивают по крайней мере на порядок более высокую точность, чем перемножители, работающие по принципу нормировки токов. Например, описанный ниже пер емножитель К525ПС1 позволяет получить погрешность умножения около 1%. В то же. время приведенная на рис. 3.4 схема' позволяет умножить два сигнала с погрешностью не более 0,05%, т. е. в 20 раз точнее.

Рассмотрим принцип работы представленного на рисунке импульсного перемножителя, состоящего из инвертирующего усилителя на А1, интегратора на А2, инвертора опорного напряжения на A3 и триггера, собранного на биполярных транзисторах. Переключатели S1 - S4 выполнены на КМОП микросхемах. K564KT3.

1 ... 3 4 5 6 7 8 9 ... 38