Главная » Книги и журналы

1 ... 27 28 29 30 31 32 33 ... 38

ЮОк

6blXf

ЮОк

ЮОк

К153УЛБ

\ VTI КРЮ06ВИ1

CI Ю00

RS 5,1 M

Rl 5/M

П

R4V\

Lc2 -- T

Вых 2 1k

Рис. 11.2. Схемы преобразователей напряжение-частота с ОУ (а) и таймером (б) в цепи обратной связи

преобразователей напряжение-частота, спроектированных на ОУ и выполненных в виде микросхем (например, БИС КР1108ПП1).

Если при преобразовании напряжения в частоту не требуется высокая линейность, можно использовать схему на рис. 11.2, а, построенную на двух ОУ типа К140УД7 [4]. В схеме усилитель Al работает в режиме интегратора, а усилитель А2 - в режиме компаратора. Когда выходное напряжение компаратора имеет максимальное положительное значение Ll, диод VD смещается в обратном направлении и напряжение на выходе А1 линейно уменьшается со скоростью, определяемой амплитудой входного положительного сигнала, до тех пор, пока не достигнет величины (/J?i/i?2- В этот момент компаратор переключается в другое состояние, при котором напряжение на его выходе равно максимальному отрицательному значению И^, диод VD открывается и выходное напряжение интегратора быстро нарастает до величины ViRxIRi- При этом компаратор возвращается в первоначальное состояние и цикл повторяется.

Так как время нарастания выходного напряжения интегратора значительно меньше времени спада, которое обратно пропорционально амплитуде входного сигнала, частота циклов повторения / будет прямо пропорциональна входному напряжению. Пренебрегая собственным временем переключения компаратора, запишем следующее выражение для определения частоты выходных импульсов ((/вх - в вольтах, /-в герцах): f = UByR3/CR,Ri{Ui~U2) я10(/вх. На самом деле размах напряжения на выходе Al будет несколько больше величины (Rt/Ri) {U - Vi) из-за отличного от нуля времени переключения компараторов, а частота соответственно меньше значения, определяемого приведенным выражением, причем эти различия будут особенно значительны при больших амплитудах входного сигнала. Конечные значения времени нарастания выходного напряжения интегратора и времени переключения компаратора внесут существенный вклад в нелинейность зависимости частоты генерируемых импульсов от входного напряжения. При малых (/вх передаточная характеристика схемы будет также

нелинейной из-за наличия дрейфа напряжения смещения интегратора. Поэтому для расширения нижнего предела изменения входного напряжения необходимо включить внешний потенциометр для компенсации' этого дрейфа на выходе интегратора. С указанными на рис. 11.2, а номиналами элементов схема обеспечивает линейность преобразования не хуже ±2% в диапазоне изменения входных напряжений 20 мВ...10 В. При этом частота выходных импульсов изменяется от 20 Гц до 10 кГц. Используя описанную схему, трудно получить погрешность преобразования лучше 1%. *

Если требуется средняя погрешность преобразования не хуже 1%, то можно А2 заменить таймером, управляющим полевым транзистором (рис. 11.2,6). Эта схема используется для преобразования отрицательного напряжения, изменяемого от О до 10 В. В отличие от рассмотренной выше в последней схеме времязадающей цепью управляется не внутренний разрядный транзистор таймера, а ОУ, работающий в режиме генератора пилообразного напряжения. При высоком уровне выходного напряжения таймера транзистор VT1 закрыт и выходное напряжение ОУ линейно нарастает со скоростью Ubx/RiCiOt О до 2(/ni/3 В. Как только напряжение на выходах 6 таймера и ОУ достигнет значения 2U i/3, выходное напряжение таймера станет равным 0,1 В. Транзистор VT1 откроется, и на выводах 6 таймера и ОУ напряжение уменьшится до (/б= I (Увхкот ?!, где Гот - сопротивление открытого полевого транзистора. Чтобы исключить влияние разброса и сильной температурной зависимости этого сопротивления на точность преобразования, необходимо использовать такой полевой транзистор, у которого при Ubx= -10 В напряжение (/б^20 мВ. В этом случае ошибку, вызванную действием Ue, можно скомпенсировать цепью регулировки напряжения смещения нуля ОУ (резисторы R2, R3). В момент переключения напряжения Ue от 2()ni/3 до О выходное напряжение таймера вновь становится равным U i, транзистор VTI закрывается и повторяется описанный выше процесс. Цепь R4C2 формирует на выводе 2 таймера перепад напряжения, сдвинутый по времени на 500 не относительно перепада, формируемого на выводах 6 таймера и ОУ. Это необходимо для того, чтобы напряжение на выходе ОУ успело достичь своего минимального значения, прежде чем транзистор VT1 закроется и начнется новый цикл заряда конденсатора С/. При отсутствии цепи R4C2 точность преобразования может существенно ухудшиться. Частота генерируемых преобразователем импульсов расчитывается из выражения /г = 3 (/Bxl/2(/ni ?iCi. Максимальную точность преобразования можно обеспечить при использовании прецизионного источника питания (/п1. Если получить напряжение Uni со стабильностью 1 % не представляется возможным, то можно вывод 5 таймера зашунтировать стабилитроном 2С191 с (/ 9,1 В. В этом случае пороговое напряжение срабатывания компараторов таймера не за-

висит от и пи а частота генерируемых выходных импульсов fr== = \Ubx\./UctRiCi. Чтобы использовать схему для преобразования положительного напряжения в частоту, достаточно заменить р-ка-нальный полевой транзистор -канальным. .

В отличие ОТ; схемы на рис. 11.2, а, формирующей импульсы амплитудой от (/гГ до и^, в последней схеме, используя вывод 7, можно получить, выходные сигналы амплитудой от. О до U 2. Это позволяет работать непосредст]венно как на КМОП, так.и на ТТЛ микросхемы, выбирая соответствующее значение Un2-

Для построения преобразователей напряжение-частота с линейностью лучше 0,01 % необходимо расширить динамический диапазон входного сигнала до максимальной величины 1...10 мВ. Чтобы достичь этого, используются преобразователи, построенные по методу контролируемого заряда [9]. К инвертирующему входу ОУв таком преобразователе интегратора подключен генератор постоянного тока (рис. 11.3). Интегратор на А1 формирует пилообразное напряжение, компаратор на А2 контролирует ток /д чере диод VD1 и обеспечивает фиксированное время разряда tp. ГЧоследнее позволяет получить постоянный заряд Qp= -Itp для разряда С. Контролируемый ток разряда обеспечивается резистором R2 интегратора, напряжение которого устанавливается стабилитроном VD7. Чтобы получить фиксированное время разряда, а Не фиксированное напряжение разряда, входной сигнал подается на компаратор. Для нормальной работы схемы необходимо, чтобы 11x0. При этом на выходе Л2 напряжение положительное и через диоды VD4, VD6, VD7 протекает ток /, а ток через VD1 равен Ib,=Uct/Rq. Выбирая ток /я /1, получаем на выходе А1 линейно уменьшающееся выходное напряжение. Это нйпряжение уменьшается до тех пор, пока не будет достигнут нижний порог срабатывания компаратора на базе ОУ А2. Этот порог при положительном напряжении на выходе А2 определяется только значением Ubx, поскольку VD2 закрыт. Напряжение нижнего порога срабатывания равно Ubx/o, где a=(R3 + R4)/R4- В момент, когда 6, = 6вх/а. преобразователь

Рис. U.3. Схема прецизионного преобразователя напряжение-частота

переходит в режим заряда. Выходное напряжение компаратора А2 становится отрицательным, на аноде диода VD1 устанавливается отрицательное запирающее напряжение, и ток /д=0. Начинается заряд конденсатора С током /i, поступающим от источника сигнала (/вх. Напряжение U[ линейно возрастает до тех пор, пока не будет достигнут верхний порог срабатывания компаратора А2. В этом режиме работы преобразователя верхнее пороговое напряжение определяется и значением Ubx, и параметрами элементов в цепи ОС компаратора. Предполагая равными падения напряжений на открытых диодах, получаем напряжение, действующее со стороны VD2 на резистор R2, равное -(/ . Поэтому верхнее пороговое напряжение определяется выражением a{UcT-\- Ubx/Ь) -\-UBx/b. Следовательно, диапазон изменения Ui равен A(/i =а((/ст +(/вх/й). Как видно, AU\ зависит от Ubx, а время разряда определяется выражением /р = Д(/1С/(/д -/,) =Д(/,С/((/ст ?2 +(/i ?i). При Ri = R2 соотношение между Ubx и частотой выходных прямоугольных импульсов имеет вид /= - Ubx/R\CaUcT.

Качество преобразования напряжения в частоту для приведенной схемы зависит в первую очередь от параметров ОУ и соотношения входных резисторов А2. Диапазон разброса частоты на выходе преобразователя, вызванный напряжением смещения нуля (/см и током /вх в А1, определяется выражением Af= (Uck-\-IbxR\)/R\X XCaUcT. Ошибки, обусловленные разбросом параметров R1, R2, С, VD1 ~VD7, можно существенно снизить подстройкой /? !. Линейность преобразования в рассматриваемой схеме определяется в основном коэффициентом усиления А1, временем переключения А2, точностью выполнения соотношения Rx=bR2, зависимостью от частоты напряжений на парных диодах VD1 и VD6, VD2 и VD5. При недостаточно большом усилении А1 увеличивается нелинейность преобразования на низкой частоте. В области верхних частот диапазона преобразования нелинейность может возрастать из-за большого, времени переключения выходного напряжения А2 и неточности выполнения равенства R\ = bR2. На высоких частотах на линейность преобразования в диапазоне изменения температуры может оказать влияние точность согласования пар диодов в цепи ОС А2.

11.2. ИНТЕГРИРУЮЩИЕ АЦП

Однотактный интегрирующий АЦП (АЦП с пилообразным напряжением) использует линейно нарастающее пилообразное напряжение для преобразования Ubx во временной интервал (рис. 11.4). Этот временной интервал затем используется для выделения с помощью компаратора А2 требуемой части выходных импульсов тактового генератора с помощью счетчика. Число тактовых импульсов, пропущенных компаратором в счетчик, пропорционально Ubx- На рис. 11.4 это число импульсов преобразовано в параллельное цифровое слово. Для возврата интегратора на А\ (см. гл. 4) в исход-

Рис. 11.4. Структурная схема однотактного интегрирующего АЦП

f-u р 2-йр 10-йр

Такты

ное состояние используется переключатель SI. Напряжение (/on на входе интегратора определяет наклон пилообразного Выходного напряжения А1. Нелинейность этого напряжения является основным источником погрешности преобразования. Логическое устройство формирует необходимые импульсы для управления работой переключателя и счетчика, и нарушение требуемых временных соотношений для управления интегратором и счетчиком является вторым источником погрешностей АЦП этого типа. Если.пилообразное напряжение начнет увеличиваться, например, с опозданием относительно пуска счетчика, то будет получен результат преобразования, соответствующий большему значению (/вх- Если же интегратор будет включен раньше, чем счетчик, то пилообразное напряжение на выходе А2 достигнет уровня Uon при меньшем, чем нужно, числе импульсов, зафиксированном счетчиком. Таким образом, и динамические параметры компаратора А2 и логического устройства, и ошибки смещения, и нелинейности пилообразного напряжения ограничивают достижимую погрешность однотактного интегрирующего АЦП.

Существенно большую точность преобразования позволяют получить АЦП с двухтактным интегрированием, у которых выходной цифровой код определяется интегральным или средним значением аналогового сигнала в течение некоторого интервала времени. Такие АЦП, также содержащие на входе интегратор, обеспечивают высокую, точность преобразования при обработке аналоговых сигналов в присутствии высокочастотных помех с частотой /п> >\/Т„, где 7 - период интегрирования. Если значение Т„ кратно периоду изменений переменной составляющей напряжения питания АЦП, то исключается влияние нестабильности напряжения источника питания на точность преобразования. Это объясняется тем, что значение интеграла от синусоидального сигнала равно нулю, если интегрирование осуществляется во временном интервале, кратном периоду изменения синусоиды.

АЦП с двухтактным интегрированием обеспечивают высокую точность, имеют сравнительно простую структуру и благодаря этому оказались приемлемыми для изготовления в виде полупроводниковых БИС. Их главным недостатком является большое время преобразования (1 ... 100 мс). Для построения современных прецизион-

1й р Z-йр N-йр I 1-1

Инте- Инте-гриро- гриро-дание вате

Счетчик

Лоаическае устройство

Такты

Ри11;&Структурн'ая cxeiyia ЦП с двухтактц'ь^м' интегрировйнием

t.-.ii . ..< ,1 ii. -i- irv > /-у- А:

ных БИС АЦП используется как метод двухтактного Интегрирования, так и его модификация - метод уравновешивания заряда.

Упрощенная структурная схема АЦП с духтактным интегрированием представлена на рис. 11.5. Преобразование осуществляется в два этапа. Сначала ко входу интегратора А1 подключается преоб-раауемое входное напряжение. Если в течение заданного времени интегрирования Г„ напряжения (/вх его величина остается постоянной, то напряжение (/ линейно уменьшается (при (/вх>0) от нуля до некоторой величины. Для этого перед первым этапом преобразования интегратор сбрасывают , т. е. устанавливают в нуль его выходное напряжение (/ .

Затем вместо аналогового сигнала ко входу интегратора подключается опорное напряжение Uon- Полярность опорного напряжения должна быть противоположна полярности преобразуемого аналогового сигнала. Состоянием переключателя S1 управляет логическое устройство. После подключения Uon ко входу интегратора напряжение (/ , изменяясь линейно, стремится к нулю. По истечении времени Топ достигается напряжение (/и = 0, что фиксируется переключением выходного напряжения компаратора А2, управляющего работой логического устройства. Время Топ прямо пропорционально среднему значению преобразуемого аналогового сигнала за период Тк. Длительность интервала Tk - NkU определяется числом тактовых импульсов Л^и с периодом U. Аналогично длительность интервала Ton = Nontr определяется числом тактовых импульсов Л^оп- В общем виде описанное изменение выходного напряжения интегратора в течение времени Ги-Ь^оп можно записать следующим образом:

At)=- Udt- Щ Uondt = 0. о о

Подставив в это выражение указанные выше значения для Т^ и Jon, получим

Здесь Ub\ - среднее значение напряжения преобразуемого входного сигнала за время Т„. Зафиксированное счетчиком число Л^оп, преобразованное в требуемый код, является результатом преобразования аналогового входного напряжения. Из описания работы АЦП с двухтактным интегрированием следует, что главными источниками погрешности преобразования являются нестабильности опорного напряжения и периода тактовых импульсов за время преобразования. По сравнению с влиянием этих двух факторов неидеальностью параметров /?С-цепи интегратора и ОУ обычно можно пренебречь. Время преобразования не постоянно, а определяется значением преобразуемого входного напряжения.

Практические схемы БИС АЦП с двухтактным интегрированием содержат обычно дополнительные функциональные узлы: буферный повторитель на входе интегратора, узел автоматической балансировки напряжения смещения нуля, узел автоматического переключения полярности опорного напряжения для преобразования двухполярного сигнала. В первых БИС АЦП с двухтактным интегрированием аналоговые и цифровые узлы реализовались на разных кристаллах. В настоящее время выпускаются однокристальные АЦП этого типа, к наиболее удачным из которых можно отнести ICL 7106. Этот АЦП обеспечивает автоматическую регулировку напряжения смещения нуля и способен преобразовать в десятичный код двухполярный сигнал. Этап регулировки предшествует каждому циклу преобразования.

В АЦП с двухтактным интегрированием, процесс преобразования можно разделить на фазы: интегрирование входного сигнала, интегрирование эталонного напряжения и подсчет тактовых импульсов. При использовании метода уравновешивания заряда все три фазы процесса преобразования совмещены и выполняются за один фиксированный период времени преобразования.

Структурная схема АЦП, построенного по методу уравновешивания заряда, представлена на рис. 11.6. В течение заданного времени

Рис 11.6. Структурная схема АЦП с уравновешиванием заряда

Такты

1-й Ъйр N-up

преобразования интегрируется сумма непрерывно протекающего

входного тока Ibx=Ubx/Rbx и импульсов эталонного тока /оп = (/оп/

Ron Полярность эталонного тока противоположна полярности входного тока, а значение тока /оп~2/вхтах- Длительность импульсов эталонного тока определяется периодом тактовой частоты, а их необходимое число находится из условия достижения выходным напряжением интегратора значения порога срабатывания U opO компаратора А2. Компаратор переключается, когда выходное напряжение интегратора достигает значения (/ ор-. При этом управляющее логическое устройство переключает S1 и подключаемый ко входу интегратора ток /оп обеспечивает импульсное изменение заряда на конденсаторе. Вследствие этого происходит сброс выходного напряжения интегратора на величину, определяемую амплитудой и длительностью импульса /оп. Затем вновь происходит интегрирование /вх-

Число Nx импульсов /оп, необходимое для достижения баланса заряда на конденсаторе в течение заданного времени преобразования, подсчитывается счетчиком, и его содержимое является результатом преобразования аналогового сигнала в код. Выходное напряжение интегратора представляет собой последовательность пилообразных импульсов.

Выражение, описывающее работу такого АЦП, можно записать, как и при двухтактном интегрировании, из условия равенства зарядов, обеспечиваемых непрерывным током /вх и импульсами эталонного тока /оп. При периоде /т тактовых импульсов заряд, формируемый током /оп за время импульса [36],

д= Iondt = trUon/Ron.

За фиксированный период T = NU следования заданного числа N тактовых импульсов заряд, обусловленный входным током,

г., Nt,

Q= \ {UBx/Rsx)dt = Ntr J {VBx/NURBx)dt=NWBx/R.x,

где Ubx - среднее значение входного напряжения за время преобразования Т . Число импульсов Ion, требуемое для балансировки заряда, обусловленного током /вх, определяется из выражения Nх = Q/q = NRonUвх/RbxUоп- На результат преобразования не оказывают влияние быстрые и медленные изменения тактовой частоты, одинаково воздействующие на заряд, обеспечиваемый током /вх за время Мт, и суммарный заряд, обусловленный импульсами тока /оп- Фиксированное время преобразования делает удобным применение АЦП с уравновешиванием заряда в системах сбора аналоговых сигналов с централизованным управлением от ЭВМ.

По достижимому быстродействию АЦП с двухтактным интегрированием и АЦП с уравновешиванием заряда практически одинаковы. Одинаковы они и по аппаратурному составу, за исключением структуры логического устройства. В АЦП двухтактного интегрирования 3 цифровой его части обычно требуется использование добавочного отсчета периода времени в течение цикла преобразования, когда обрабатывается только Ubx, что увеличивает объем счетчика. Однако для АЦП двухтактного интегрирования требуется компаратор с хорошей временной стабильностью напряжения смещения нуля [/см- В то же время для АЦП с уравновешиванием заряда требуется стабильность Uck компаратора только в течение одного периода преобразования.

Однополярные АЦП двойного интегрирования можно сделать двухполярными, добавив источник Uon противоположной полярности, второй компаратор и устройство подключения источника Uon той полярности, которая требуется для обработки Ubx- В то же время для АЦП с уравновешиванием заряда необходима на входе только схема выделения абсолютного значения Ubx (см. гл. .4). Даже если предположить, что аппаратурные затраты на реализацию двухполярного режима работы одинаковы, то все равно в АЦП с уравновешиванием заряда появляется еще и возможность измерения параметров переменных сигналов.

Вместе с тем у АЦП с двухтактным интегрированием есть большое преимущество - подавление помех, кратных по своей длительности периоду интегрирования. Это позволяет достичь большей точности измерения, чем в АЦП с уравновешиванием заряда.

Разновидностью АЦП, основанных на преобразовании входного напряжения во временной интервал с помощью заряда конденсатора, являются АЦП с времяимпульсной модуляцией [29]. Название этого АЦП, самого простого по структуре, отражает тот факт, что уровень аналогового сигнала преобразуется в импульс, длительность которого пропорциональна Ubx- Затем временной интервал преобразуется в цифровую форму с помощью подсчета числа тактов, Kotopoe умещается в этом интервале. Это? тип АЦП применяется крайне редко, поскольку при сравнительно низком быстродействии имеет недостаточную для многих применений точность.

П.З. АЦП СО СТУПЕНЧАТЫМ ПИЛООБРАЗНЫМ НАПРЯЖЕНИЕМ

Этот тип преобразователя и описанные в последующих двух параграфах АЦП относятся к категории преобразователей со сравнением дискретных уровней напряжения с Ubx- Среди АЦП последовательного счета (следящий и последовательного приближения) преобразователь со ступенчатым, пилообразным напряжением (рис. 11.7) самый простой по структуре, но и самый медленный. Процесс преобразования начинается с записи содержимого двоичного счет-

N-up

РПП

Запоминающий регистр

Такты

-1~йр -Z-йр

-N-йр

ЦАП

Рис. 11.7. Структурная схема АЦП со ступенчатым пилообразным напряжением

Рис. 11.8. Структурная схема АЦП последовательного приближения

чика в запоминающий регистр. Затем счетчик сбрасывается и на выходе ЦАП устанавливается напряжение (/ц=0. После этого запускается тактовый генератор в логическом устройстве и содержимое счетчика начинает увеличиваться, пока справедливо неравенство (/вх>(/ц. Как только (Уц достигнет (/вх, а затем в следующем такте превысит его, изменится выходное напряжение компаратора А1 и содержимое счетчика прекратит увеличиваться. Полученное таким образом цифровое слово на выходе счетчика и будет результатом преобразования напряжения (/вх в код. В следующем цикле преобразования нового значения (/вх это цифровое слово по сигналу записи, формируемому логическим устройством, будет перенесено в запоминающий регистр. Следовательно, максимальное время преобразования такого АЦП равно (2V-1) 7 , где 7 - период тактовых импульсов.

Одной из модификаций АЦП со ступенчатым пилообразным напряжением является следящий АЦП, который отличается только заменой двоичного счетчика на реверсивный. Это позволяет начать отсчет не от (/ц = 0, а от (/ц=(/оп/2. Выходное напряжение компаратора А1 в этом случае будет определять направление счета в зависимости от того, больше или меньше (/ц входного напряжения. В остальном преобразователь этого типа полностью аналогичен АЦП со ступенчатым пилообразным напряжением, а его время преобразования для максимального значения (/вх равно Ти2-\ т. е. всего в два раза лучше.

11.4. АЦП ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО ПРИБЛИЖЕНИЯ

Упрощенная структурная схема АЦП последовательного приближения дана на рис. 11.8. Получив команду на выполнение преобразования от генератора тактовых импульсов, регистр последовательного приближения (РПП) устанавливает лог. 1 в первом разряде запоминающего регистра и ЦАП. Если при этом /вх>/ц, то компа-

1 ... 27 28 29 30 31 32 33 ... 38