|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 2 3 4 5 6 ... 38 Для получения однополюсной передаточной характеристики меж ду выходами ДУ и промежуточного усилителя включается внешний или внутренний корректирующий конденсатор Gv. Чтобы упростить получение выражения для Ки{<л), предположим, что ДУ является идеальным генератором тока перезаряда конденсатора Ск, управляемым входным сигналом. Более того, будем считать, что промежуточный усилитель тока и выходной усилитель мощности не вносят фазовых искажений. Тогда изменение выходного напряжения промежуточного усилителя равно произведению входного н;апряжения на крутизну ДУ и на сопротивление конденсатора Ск; равное1/je)Ck, т. е. Ku{p)=S/pC. Следовательно, Ka{ixi) = Ii/((>Tii)C. Это выраке-ние, справедливое для участка амплитудно-частотной характеристики с частотой входного сигнала, большей частоты первого полюса, позволяет рассчитать частоту единичного усиления f для ОУ. Эта частота, при которой /(у(сй)=1, определяется из выражения (,= = /1/2лф,Ск. Например, в ОУ К153УД6 или К140УД7 /, = 10 мкА, Ск = 30 пФ и, следовательно, fl МГц. Частота f-, является мало-сигнальным динамическим параметром ОУ, который, определяется при разомкнутой внешней ОС и малом входном напряжении.6вх(/) фт~25 мВ. Если на вход ОУ подан дифференциальный прямоугольный сигнал Un.c идеальной формы, полностью переключающий ток Jr==21i из одного плеча входного ДУ в другое, то выходное напряжение нарастает не мгновенно, а с конечной скоростью v. Минимальное значение f/n.c зависит от структурны и типа активных элементов на входе ДУ. Например, в ОУ на рис. 2.4. отношение токов в плечах ДУ равно,9 при fyn.c = 50 мВ, а при fyn.c=100 мВ это отношение примерно равно 70. В ОУ с полевыми транзисторами на входе для полного переклют чения токов в ДУ необходимо на его вход подать дифференциальное напряжение fyn.c=l ... 3 В. Для ОУ, у которого h>21\, скорость нарастания выходного напряжения будет определяться скоростью заряда Ск током 21 \, т. е. v - 2I\/Ck, и при 2/i = 20 мкА, ,Ск = 30 пФ получим о 0,67 В/мкс. Выразив Ск через f, можно для показанной на рис. 2.4 схемы ОУ записать соотношение v=inf-rIi/S, связывающее скорость нарастания выходного напряжения ОУ с его частотой единичного усиления. . . Важной динамической характеристикой ОУ является мои^ностная полоса пропускания fp - частота, до которой сохраняется максимальный (обычно ±10 В) размах выходного напряжения ОУ. При f.<ifp выходной сигнал синусоидален и-равен 6вых(0=Д^м sin-2nf/ при синусоидальном входном сигнале. Скорость нарастания выходного сигнала dUbx{t)/dt=ts.lJr,2nf cos 2nft. Максимальное для ОУ значение rft/Bbix/rf/= 1 достигается при /=0 на частоте./р = г;/2лД6 . Подставляя в последнее выражение o==0;67 В/мкс и Afy =10 В, получаем 11 кГц. В зависимости от вида цепи ОС различают инвертирующее, не-инвертирующее и дифференциальное включения ОУ. Упрощенные Таблица 2.Г Основные схемы включения ОУ ( t, L Параметр Неиивертируюшая Инвертирующая бых Дифференциальная Коэффициент передачи Rq.c/R\ Входное сопротивление R.. RM \+Ro.c/R, {Ro.c + R вых) bx +Ri..+R..+KbRiy Выходное сопротивление /?вых Riu.{l +Ro.c/R,) Kb R вых 4~ формулы для расчета параметров усилителя с ОС приведены в табл. 2.1. Точные выражения для расчета входного и выходного сопротивлений и коэффициента передачи ОУ с ОС достаточно громоздки и применяются при расчетах только специализированных прецизионных схем. 2.2. ПАРАМЕТРЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ Параметры, описывающие качество ОУ, можно разделить на три большие группы: точностные, динамические и эксплуатационные [10]. К точностным параметрам ОУ относятся: коэффициент усиления Ки, коэффициент ослабления синфазного сигнала Косе, напряжение смещения нуля Ucm, входной ток /вх, разность токов /р по инвертирующему и неинвертирующему входам, коэффициент влияния источников питания Квт и коэффициенты температурных дрейфов перечисленных параметров. Действие точностных параметров ОУ проявляется в том, что при равных потенциалах на входах выходное напряжение ОУ отличается от нуля. Для совместного их рассмотрения погрешности приводят ко входу ОУ и общую ошибку определяют следующим выражением: + AUBu./Kb+Uc/Ko.c.c+AU Ks..n + U + IRr, (2.7) где £см = f/cM + /вхА/?г + /р(/?г1 + /?г2)/2 + rf[f/c + А/?г/вх +(/?г1 +/?Г2) X XIp]/dT, Абвых - динамический диапазон выходного напряжения. f/c - синфазное входное напряжение, AUn - нестабильность, напряжения питания /?г1, Rr2 - сопротивления источников входных сигналов, ARr=Rri-Rr2- Вследствие большого коэффициента усиления ОУ является высокочувствительным элементом, усиливающим как очень малые полезные сигналы (десятки микровольт), так и собственные шумы и наводки на внешние выводы. Несимметрия монтажа электрических схем, разброс и нестабильность параметров элементов микросхем и компонентов внешних цепей усиливают действие помех. Основной причиной, по которой коэффициент усиления ОУ делают большим, является обеспечение высокой стабильности его параметров при использовании глубокой отрицательной ОС. Суммарную статическую ошибку чаще всего определяет слагаемое £см, по величине которого можно судить о качестве входного каскада ОУ. Известные схемотехнические методы уменьшения jEcm сводятся к разовой или периодической компенсации f/см и входных токов в диапазоне рабочих температур аппаратуры. Коэффициент ослабления синфазного сигнала определяется выражением Ko.c.c = 20\gKu/Kuc, где Кис - коэффициент усиления синфазного сигнала. Для идеального ОУ Kuc = 0. Однако в реальном ОУ КисфО вследствие неидеального согласования параметров парных компонентов и в первую очередь во входном ДК. Коэффициент влияния источников питания обычно определяют -как приведенное ко входу ОУ (т. е. AUbux/Ku) изменение выходного напряжения AUeux, обусловленное изменением напряжения одного из источников питания ОУ на 1 Б. Т 3 б л и ц а 2.2 Параметры ОУ в различных схемах включения
Напряжение смещения нуля в ОУ на биполярных транзисторах f/cM определяется в основном разбросом напряжений Af/э.Б эмиттерно-базовых переходов входных транзисторов t/cM = f3B2 - - [/э.Б1=Д[/э.Б, а температурный дрейф [/см равен dUc/dT: л^АШб/Т, где Т измеряется в К- На точность ОУ может оказать существенное влияние дрейф прогрева, который проявляется при быстром изменении температуры. При этом приращение (Уем может быть выше значения, получаемого при медленном изменении температуры. Это явление связано с возникновением термических градиентов внутри подложки микросхем при включении источника питания ОУ или переключении нагрузки. В первом слу-, чае мощность, рассеиваемая на выходе ОУ, быстро передается на   -2\- -J 10 10 10 Г,Гц ff) Риё. 2;5. Зависимости'Напряжения смещения нуля от частоты и амплитуды (Ув в нёинвертйрук)Ш,ем (а) и инвертирующем (б) включениях ОУ его вход. Наибольшее влияние разницы температур проявляется в'парныхТранзисторах ДУ, где она нарушает баланс дрейфов их эмиттерно-базовых напряжений. При разности температур транзисторов, равной доле градуса, значительно превышается обычное значение Дрейфа f/cM ДУ, равное 5 мкВ/° С. Кроме дополнительного увеличения Ucu это может создать иллюзию бесконечного, коэффициента усиления ОУ или эффект отрицательного выходного сопротивления. Кристаллы полупроводниковых ОУ имеют достаточно малые размеры и высокую однородность структур, обеспечивая в зависимости от конструкции схемы тепловые переходные процессы длительностью 1...500 мкс. Тем не менее при быстром прогреве аппаратуры возможны ошибки, существенно большие ожидаемых значений, обусловленных дрейфом f/cM- В этом случае Длительность процесса установления t/см может достигать десятков секунд в зависимости от типа ОУ и схемы его включения в аппаратуру. На рис. 2.5 приведены экспериментальные зависимости Uc от частоты сигнала при различных среднеквадратических значениях амплитуды сигнала на входе ОУ типа К140УД7. При увеличении входного сигнала его влияние на и^ы проявляется при меньших частотах. В инвертирующем включении входной сигнал оказывает значительно меньшее влияние на Ucm, чем в неинвертирующем. Эти зависимости объясняются различной скоростью нарастания выходного напряжения для разнополярных входных сигналов и детектирующими свойствами р-п переходов при наличии паразитных ёмкостей во входном каскаде. Действие этих факторов на преобразование переменного напряжения в постоянное иллюстрируется изменением напряжения Us на объединенных эмиттерах транзисторов дифференциального каскада. Среди паразитных емкостей входного каскада наибольшее влияние на эффективность преобра-   Рис. 2.6. Схема регулировки напряжения смещения нуля дифференциального усилителя по цепи его нагрузки Рис. 2.7. Зависимости напряжения смещения нуля от частоты и амплитуды пульсаций напряжения питания ОУ зования переменного напряжения оказывает конденсатор € , шунтирующий в ДУ генератор тока (рис. 2.6). При положительной полуволне напряжения на одном из входов каскада и заземленном другом ток через транзистор VT1 может превысить ток /э и достичь величины 1к1=1э-\-С„(1иэ/(И. При отрицательной полуволне напряжения изменение тока через транзистор VT2 определяется скоростью изменения напряжения [Уэ и не превышает /э. Эта разница максимальных значений токов, протекающих через транзисторы входного каскада, является основной причиной изменения напряжения смещения нуля от частоты и амплитуды входного сигнала. Экспериментальные зависимости Ucm от частоты флуктуации напряжения питания приведены на рис. 2.7. Из этих зависимостей вытекает целесообразность шунтирования выводов питания ОУ конденсаторами для уменьшения амплитуд высокочастотных составляющих помех от источников питания. Анализ показывает, что увеличение Ucm вследствие изменений параметров входного сигнала и питающих напряжений устранить полностью нельзя, но можно увеличить частоту, на которой начинает проявляться описанный эффект. Для этого в ОУ с внешней коррекцией уменьшают емкость корректирующего конденсатора. Наиболее эффективным средством для устранения высокочастотных гармоник является применение полосовых jRC-фильтров на входе ОУ и в цепи его питания. Входные токи ОУ, протекая через цепи источников входных сигналов, создают разницу AU падений напряжений на их внутренних сопротивлениях Rrl и Rr2, равную Af/ = /Bxl/?rl -/вх2г2. Обозначим /вх1=/вх -/р/2; Увх2=7=/вх + /р/2. Тогда AU=hx{Rr2 - -/?г1) + /р(г2 + /?г.)/2.- . в современных ОУ во входном ДУ применяются чаще всего биполярные транзисторы, работающие в микрорежиме. Полевые транзисторы используются реже, так как они имеют значительно большие значения f/cM и его дрейфа по сравнению с ДУ на биполярных .транзисторах. Это объясняется в первую очередь большим разбросом напряжений исток - затвор в полевых транзисторах, который достигает десятых долей вольта. Однако в ОУ на полевых транзисторах входной ток значительно меньше, чем в ОУ на биполярных транзисторах. Входные токи ОУ на биполярных транзисторах и их температурные зависимости в основном определяются коэффициентом передачи базового тока и его температурным дрейфом: /вх~/г/2/г21э; /р /ех(А/г21э г21э); dh./dTiv-{йЫ1э/(1Т)1в.Н21э\ dl/dTidhixs/ dT)Iph2i3, где Afeia - технологический разброс feia. Температурная 5йвисимость обусловлена изменением времени жизни неосновных носителей в базе. Зависимость feia от температуры можно аппроксимировать двумя прямыми в диапазоне отрицательных и положительных температур. Благодаря этому запись и расчет температурных дрейфов входных токов упрощаются: dIex/dT=CIexX Х{Т=25° С); dIp/dT=CIp{T=25° С), гле Г= I -0.005%/°С при Т> I -0,15%/°С при Г<2 25° С; 25° С. В ОУ с полевыми транзисторами на входе токи на несколько порядков меньше, однако их зависимость от температуры гораздо сильнее.. В ОУ используются обычно полевые транзисторы с р-п, переходом, ток затвора которых определяется в основном токами утечки через обратносмещенные переходы. Этот ток для кремниевых транзисторов обусловлен термогенерацией в зоне пространственного заряда, пропорционального объему этой зоны, который, в свою очередь, пропорционален корню квадратному от запирающего напряжения. Входной ток определяется из выражения /вх = /с.ио V( f3.c + f/з.н) /2 и си, где /с.ио - ток затвора, измеряемый в режиме короткого замыкания между стоком и истоком при некотором напряжении (Jew Для идентичных полевых транзисторов в ДУ разностный входной ток будет определяться рассогласованием величин /с.ио, а входные токи ОУ с полевыми транзисторами на входе удваиваются на каждые 6° С, реально же на каждые 10° С /в,(Г)=/в,(Г 25° С)2<-=°*/°. Подобную зависимость от температуры имеет и разностный ток. Уменьшение входного тока при низкой температуре обычно меньше ожидаемого из-за тока утечки по корпусу микросхемы. Несмотря на то, что при высоких температурах входные токи в ОУ с полевыми транзисторами на входе достигают значительной величины, они все же меньше, чем у большинства ОУ на биполярных транзисторах. Некоторые преимущества имеют только ОУ (например, К140УД6 и К140УД14) с супербета транзисторами на входе (биполярные транзисторы с feiat 10), когда требуется высокая стабильность выходного тока в широком диапазоне температуры. Предел чувствительности к малым сигналам определяют шумовые параметры ОУ. Шумы относятся к самым сложным и трудноуправляемым явлениям, и можно считать, что достижимое уменьшение- уровня шумов демонстрирует инженерное мастерство разработчика электронной аппаратуры, подобно тому как относительный уровень собственных шумов ОУ характеризует совершенство технологии их производства. Снижение влияния шумов ОУ требует не только применения специальных малошумящих приборов, но и знания характера шумовых процессов, так как уровень шумов ОУ сильно зависит от сопротивления источника сигнала, частоты, напряжения, входного тока, температуры. В ОУ, как и в любом другом электронном приборе, генерируются внутренние электрические шумы, которые в отличие от различного рода помех и наводок не могут быть устранены полностью. Шумы возникают вследствие теплового движения электронов и дискретной природы электричества; они отличаются полным отсутствием регулярности во времени, т. е. являются хаотическими. Однако средняя мощность шумов и средняя плотность распределения мощности по спектру частот (спектральная плотность) обычно являются вполне определенными величинами. При проектировании усилителей низких частот одним из наибо-*лее важных параметров ОУ является приведенное ко входу значение шумового напряжения, В общем случае шумовые свойства ОУ могут быть отображены входными генераторами напряжения Сщ и тока г'ш, действие которых эквивалентно ЭДС шума еш.э = = V+mr, где /?г - внутреннее сопротивление источника сигналов. Среднеквадратическое значение приведенного ко входу усилителя шумового напряжения ещ.вх в единичной полосе частот равно еш.вх= Уёш--Гш+4йГ/?г, где последнее слагаемое представляет собой спектральную плотность теплового шума резистора R; k - постоянная Больцмана; Т - абсолютная температура. Из этого выражения видно, что для определения спектральной плотности ОУ достаточно произвести измерения при Rr = 0. Спектральную плотность 1ш усилителя можно определить, измерив напряжение еш.вх при большом значении R (как правило, при /?г>100 кОм). ; Низкочастотный шум (типа \/\) преобладает у всех ОУ в обла-сти частот до 1 кГц. Исключение составляет лишь усилитель типа К140УД7, шумовое напряжение которого слабо зависит от частоты, что указывает на низкий уровень избыточного шума. Это можно объяснить тем, что основная доля низкочастотных шумов опреде- ляется флуктуациями носителей заряда, вызываемыми захватом носителей ловушками, которые обусловлены дефектами кристалла в объеме и на поверхности. Применяемая обычно в усилителе этого типа пассивация кристалла нитридом кремния, стабилизирующая поверхность и понижающая активность поверхностных ловушек, значительно уменьшает составляющую низкочастотного шума, обусловленную флуктуационными явлениями на поверхности полупроводника. Это снижает шум такого вида и делает его преобладающим в области более низких частот (менее 10 Гц). Обычно для сравнения шумовых свойств усилителей различных типов используется коэффициент шума Рш, определяемый как отношение измеренной в полосе частот 1 Гц суммарной мощности шума, приведенного ко входу исследуемого усилителя, к мощности, полученной за счет теплового шума резистора Rt, B той же полосе частот, т. е. F=mog{ei -,/4kTR,)=lO\og[l+{el+ilRr)/ ikTRr]. На самом деле это выражение определяет логарифмический коэффициент шума fm=10gf (в децибелах), часто называемый в литературе просто коэффициентом шума. Величина каждого усилителя имеет минимум при определенном значении Rr = Rr.om, которое легко определить, продифференцировав выражение для Fuj и приравняв производную нулю. Однако величину Рш недопустимо минимизировать введением дополнительного резистора для увеличения эквивалентного сопротивления источника сигнала, поскольку при этом увеличится зна чение приведенного ко входу полного шумового напряжения ОУ из-за наличия входного шумового тока. Экспериментальные исследования показали, что шумовые характеристики ОУ практически не зависят от напряжения источника питания Un. Так, при изменении f/n от ±5 до ±20 В значения и /ш всех типов ОУ на любой частоте отличаются от приведенных в [4] не более чем на 20%. Это можно объяснить тем, что ток, задаваемый внутренними генераторами тока во входные каскады усилителей, мало изменяется с изменением питающего напряжения, а значение этого тока в значительной мере определяет уровень шумовых напряжений и токов усилителя. Параметры, характеризующие быстродействие ОУ, можно разделить на параметры для малого и большого сигналов. К первой группе динамических параметров относятся частота, среза fcp, частота единичного усиления fr и время установления ty. Эти пара метры называются малосигнальными, так как они измеряются в линейном режимеработы каскадов ОУ (Ubx.rO мВ, AUbuxI В). Ко второй группе относятся скорость нарастания выходного напряжения V и мощностная полоса пропускания fp. Эти параметры измеряются при большом дифференциальном входном сигнале (UsxRbO мВ для ОУ на биполярных транзисторах и Uex.ni В для ОУ с полевыми транзисторами на входе). 1, Для устранения самовозбуждения при любой глубине ОС амплитудно-частотную характеристику ОУ делают однополюсной в диат пазоне частот 0<:/<:/т, подключая внешние или внутренние рези-стивно-емкостные корректирующие ц пи. Динамические показатели ОУ зависят от метода коррекции и параметров элементов корректирующих цепей. Однако разработчики ОУ всегда оговаривают рекомендуемые параметры корректирующих элементов, а следовательно, и способы улучшения динамических показателей ОУ с внешними цепями коррекции. Поэтому обычно справедливо соотношение fcpfr/Ku. Если используетсй классическая структура ОУ, то, как показано в предыдущем параграфе, существует прямо пропорциональная зависимость между частотой единичного усиления и скоростью нарастания выходного напряжения ОУ. Во многих применениях ОУ основной характеристикой является не скорость нарастания, а время установления выходного напряжения. Время установления ty отсчитывается от момента подачи на вход ОУ большого перепада входного напряжения до момента, когда станет справедливым равенство I б'вых(-схэ)-[/выхСО! ==й. где б - допустимая ошибка регулирования. Из-за; ограниченной скорости нарастания выходного напряжения ОУ время ty определяется двумя составляющими. Первая составляющая - время нарастания t выходного напряжения до величины, соответствующей линейному режиму работы ОУ (т. е. при \ Ubk -UBMx{t)/Ku\ = = и л) - определяется величиной скорости нарастания v и равна tu = Ku{lJBx-lJj)/v, где /Сс/- коэффициент передачи ОУ с ОС 77л = 50 мВ для входного ДУ на биполярных транзисторах и /7л 0,3 В для входного ДУ на полевых транзисторах. Вторая составляющая - время регулирования tp выходного напряжения в линейном режиме работы ОУ. Время регулирования трудно предсказать из других динамических показателей из-за существенной нелинейности передаточных характеристик каскадов во время переходного процесса. ОУ с высокой скоростью нарастания и широкой полосой могут иметь большое время регулирования. Теоретический анализ дает следующие ограничения, необходимые, но недостаточные для получения минимального tf. Во-первых, должно быть Ки\/Ь. Во-вторых, АЧХ ОУ с разомкнутой ОС должна быть однополюсной. Второй полюс в большинстве ОУ обусловлен боковыми р-п-р транзисторами и появляется на частоте /2 = 2...3 МГц. Процесс установления выходного напряжения ОУ аналогичен тому, который имел бы место после отключения от его входа источника напряжения величиной Uj,. Рассчитывая /р как для колебательного звена, получаем [9] г. г(1М2)1п {KuU,/6Ub.) при Kuf2/4Kbfcr.<l, > Р \{Ku/2nfc,Ku)\n{KuU,/6UB.) при Kuf2/4fapKu>l. Из сравнения этих выражений видно, что в первом случае получается меньшее t, когда справедливо неравенство 2<.Ки[2/  24 Ск, Ф   О Рис. 2.8. Зависимости времени регулирования от параметров корректирующих цепей и коэффициента усиления для ОУ с внешней (а) и внутренней (б) корректирующими цепями /Ci cp<4. Следовательно, если скорректировать ОУ так, чтобы выполнить последнее неравенство, то будет достигнуто минимальное /р с экстремумом при f24KufQp/Ku. Однако в зависимости от того, внешняя или внутренняя коррекция в ОУ, неравенство целесообразно выполнять по-разному. В ОУ с внешней коррекцией можно минимизировать /р, изменяя емкость к'орректируюшего конденсатора Ск. Поскольку частота lap йзменяетйя.обратно.йропорцйонально этойемкости, а частота is слабо зависит от нее, то tp будет минимальным, если выполняется неравенство 4Kbfcp>f2Ku- Это видно из экспериментальных зависимостей tp от Ск при Ки\, полученных на примере ОУ К153УД2 (рис. 2.8,а). Время регулирования резко возрастает при малых Ск, так как ОУ приближается к границе устойчивости. Минимумы tp получаются, если Ск выбирается не из обычно рекомендуемого равенства Ск = 30 пФ/Ки (см. рис. П.1 - П.3)> а при Ск=40 пФ/2Ки, если Ки5 и Ск = 3 пФ при КиЬ. Такой выбор Ск одновременно с минимизацией tp позволяет существенно увеличить V, т. е. уменьшить н, и тогда ty можно вычислить из следующих формул: 1 2 3 4 5 6 ... 38 |