Главная » Книги и журналы

1 ... 21 22 23 24 25 26 27 ... 38


2С191 \-15B


Рис. 8.7. Схема прецизионного усилителя выборкн-хранения

Рис. 8.8. Схема однокаскадного ам; плитудного детектора

мах выборки и хранения. Но в отличие от УВХ режим работы амплитудного детектора определяется входным сигналом. При возрастании входного напряжения 7вх1 оно отслеживается выходным напряжением схемы, а при уменьшении 6Увх1 амплитудный детектор переходит в режим хранения и запоминает предыдущее максимальное абсолютное значение входного напряжения. Это напряжение удерживается на выходе детектора в течение некоторого времени либо до появления большего по абсолютной вел ичине сигнала на входе, либо до прихода команды сброса к исходному состоянию.

В простейшем амплитудном детекторе положительных сигналов (рис. 8.8) при возрастании И^х диод VD1 смещается в прямом направлении и тем самым подключает Сз к выходу ОУ. При уменьшении f/ex диод VD1 смещается в обратном направлении, отключая конденсатор Сз от выхода ОУ, и на Сз хранится ранее установившееся максимальное напряжение. Диод VD2 фиксирует выходное напряжение ОУ на уровне, равном -{Уд, что уменьшает время, необходимое для перехода от режима хранения к выборке. Цепь сброса разряжает конденсатор Сз до нуля перед новым циклом детектирования.

Для развязки Сз от нагрузки на выходе детектора включают повторитель в цепь общей ОС со входным ОУ, что уменьшает дополнительную погрешность детектирования, обусловленную напряжением смещения нуля, входными токами и конечным усилением А2 (рис. 8.9, а). Погрешность амплитудного детектора характеризуют изменением напряжения на запоминающем конденсаторе Сз в режиме хранения и ошибкой выборки. Напряжение на Сз изменяется в режиме хранения из-за протекания входных токов ОУ и токов утечки диодов, полевого транзистора в цепи сброса и самого запоминающего конденсатора. Токи утечки конденсатора минимальны при использовании тефлоновых и полистирольных конденсаторов. Для уменьшения влияния токов утечки диода VDI включают дополнительный диод VD3 и резистор R2 (рис. 8.9, б). В режиме




Рис. 8.9. Схемы простейшего (а) и улучшенного (б) амплитудных детекторов


хранения через R2 протекает только небольшой ток утечки диода VD1, благодаря этому напряжение на VD3 близко к нулю и практически отсутствует ток утечки через этот диод в конденсатор Сз-Для уменьшения тока утечки в конденсаторе Сз из цепи сброса в схему дополнительно включены транзистор VT2 и резистор R2. В режиме хранения через резистор R2 протекает только небольшой ток утечки транзистора VT1 (меньше 10 нА) и напряжения на стоке и истоке VT2 почти равны [/вых- Поэтому ток утечки между истоком и стоком VT2 обусловлен только небольшим током утечки исток-затвор. Недостатком схемы является то, что удваивается сопротивление открытой цепи сброса. Это приводит к увеличению остаточного напряжения на Сз при включении цепи Сброс. Объясняется тем, что через замкнутый VT1 протекает большой ток (около 10 мА), разряжающий конденсатор Сз, что вызывает значительное падение напряжения на сопротивлении Гот открытого полевого транзистора. Из-за действия этого напряжения замедляется разряд Сз, что приводит к появлению зоны нечувствительности амплитудного детектора вблизи нуля входного напряжения при быстром изменении циклов детектирования. Остаточное напряжение на запоминающем конденсаторе Сз по существу является ложным первым экстремумом анализируемой входной функции.

Для уменьшения остаточного напряжения выход усилителя А1 в схеме на рис. 8.9, б шунтируют дополнительным полевым транзистором, работающим синхронно с VTI. Благодаря этому выходной ток А1 не протекает через VT1, пока напряжение на выходе А1 меньше напряжения на открытом диоде VD1. В такой схеме типы транзистора и усилителя необходимо выбирать исходя из минимального значения сопротивления открытого транзистора и максимального выходного тока ОУ. Остаточное положительное напряжение сброса можно также устранить, если Сз разряжается до отрицательного напряжения. В этом случае амплитудный детектор реагирует на максимум положительного напряжения любой амплитуды.

Статические ошибки выборки обусловлены действием статических показателей неидеальности ОУ, методы улучшения которых описаны в гл. 2. Динамические ошибки выборки возникают в пер-



вую очередь из-за ограниченной скорости нарастания выходного напряжения усилителя и выбросов переходного процесса при заряде Сз.

Время выборки амплитудного детектора - это минимальное время, необходимое для перехода из режима хранения в режим слежения за входным сигналом с заданной точностью. Это время определяется длительностями заряда запоминающего конденсатора и установления выходного напряжения с заданной точностью. Если это время будет больше, чем длительность максимума входного сигнала, то амплитудный детектор не зафиксирует его действительного значения.

Скорость заряда, ограниченную конечным выходным током ОУ, нетрудно увеличить, заменив диод VD1 в схеме на рис. 8.9, а транзистором (рис. 8.10). Ток через транзистор ограничивается резистором R2. При уменьшении входного сигнала эмиттерно-базовый переход транзистора смещается в обратном направлении, так как напряжение на эмиттере фиксируется конденсатором, а на базе оно уменьшается. Для исключения пробоя эмиттерно-базового перехода между выходом А1 и базой транзистора следует включить резистор сопротивлением 1 кОм.

Для увеличения быстродействия иногда ограничивают размах входного сигнала А1. Это достигается включением в схему дополнительной цепи общей -отрицательной ОС на диоде VD2 и резисторе R1 (рис. 8.10). При уменьшении входного сигнала дифференциальное напряжение на входе Л/ не может превысить падение напряжения на диоде VD2, а напряжение на неинвертирующем входе А1 меньше напряжения на Сз на величину {Уд. Таким образом, для фиксаций нового максимума выходное напряжение А1 должно измениться только на З^Уд. Благодаря этому значительно увеличивается разрешающая способность детектора по длительности экстремумов и уменьшается напряжение на обратно смещенном эмиттерно-базовом переходе транзистора, а следовательно, и ток утечки через него [9].

Скорость заряда Сз можно увеличить, исключив влияние корректирующей цепи ОУ на время заряда Сз- Когда все диоды закрыты, цепь ОС усилителя А1 размокнута. Для ОУ с разомкнутой ОС не требуется цепь частотной коррекции с большими емкостями и благодаря этому можно обеспечить значительно большие скорость нарастания выходного напряжения и усиления на высоких частотах. В этом случае к усилителю А1 подключается корректирующий конденсатор только после завершения выборки сигнала с точностью ±{Уд, т. е. после смешения VD1 или эмиттерно-базового перехода транзистора в прямом направлении.

Заменив входной ОУ в двухкаскадном амплитудном детекторе парой транзисторных эмиттерных повторителей, можно регистрировать пики входного сигнала длительностью Т„> 20 не и амплитудой от 50 мВ до 5 В (рис. 8.11). В этой схеме входной сигнал запоми-




бых

Рнс. 8.10. Схема амплитудного детектора положительных сигналов с повышенным быстродействием

4-70К

470k 0,1 мкФ -12 В

бых

Рис. 8.11. Схема амплитудного детектора с двухэтапным запоминанием

нается на короткое время t\ на конденсаторе Csi с небольшой емкостью, который можно зарядить за время Т . Затем за время ti заряжается до величины [Увх конденсатор Сз2 с большой емкостью, который и обеспечивает точное и длительное хранение V вх до поступления следующего пика сигнала на вход устройства. Точность работы схемы зависит от разряда Сз1 за время ti. Частота повторения пиков сигнала [Увх не должна быть больше X/ti, чтобы избежать увеличения динамической ошибки. Для исключения заряда запоминающего конденсатора до значения, превышающего истинное значение экстремума [Увх, необходимо свести к минимуму выбросы переходных процессов. Для устранения этой ошибки ОУ должен иметь минимальную колебательность переходного процесса, что достигается правильным выбором параметров цепей, корректирующих его АЧХ.

Обычно ОУ с внутренней коррекцией имеют колебательную переходную характеристику при подключении к их выходу конденсатора большой емкости. Поэтому желательно применять усилители с внешней коррекцией, допускающие подстройку переходной характеристики. При этом выбор параметров корректирующей цепи осуществляется по виду переходного процесса при- подаче на вход амплитудного детектора (без диода У/)/) ступеньки напряжения (см. гл. 2). Влияние большой емкости Сз можно уменьшить, если включить резистор с небольшим сопротивлением (10...50 Ом) между выходом А1 и Сз или последовательно с Сз.

Любую из рассмотренных схем можно использовать для построения амплитудных детекторов, обеспечивающих усиление входного сигнала, которое получается добавлением резистора R1 в цепь ОС (см. рис. 8.9, а). В результате этого в режиме выборки схема представляет собой неинвертирующий усилитель с коэффициентом передачи {Ri-\-R\)jR\. Рассмотренные выше схемы относятся к односторонним амплитудным детекторам, поскольку предназначены для запоминания какого-либо одного вида экстремумов входных сигналов - максимумов или минимумов. Показанные на рис. 8.8- 8.11 схемы обеспечивают запоминание максимумов J7bx- Чтобы с



помощью этих же схем можно было запомнить минимумы Ubx,

необходимо изменить на обратное включение диодов на рис. 8.8, 8.9 и заменить п-р-п транзисторы в,схемах на рис. 8.10, 8.11 на р-п-р транзисторы.

Необходимы двусторонние амплитудные детекторы, регистрирующие на выходе как минимумы, так и максимумы Ubx- Один из способов построения двустороннего амплитудного детектора состоит в совмещении детекторов, предназначенных для обработки положительного и отрицательного напряжений. Однако в этом случае потребовалось бы четыре ОУ. Кроме того, на выходе можно получить только дифференциальный сигнал, для объединения которого необходим пятый ОУ.

Более простая схема двухполярного Амплитудного детектора показана на рис. 8.12. Здесь выходной сигнал снимается относительно, уровня земли, а компенсация разряда запоминающих конденсаторов осуществляется в режиме хранения. Амплитудный детектор положительного сигнала выполнен на усилителе А2, диодах VD1, VD2 и конденсаторе С1. Уменьшение в два раза сигнала на входе А2 компенсируется далее усилителем АЗ, так что общее усиление входного сигнала равно единице. Усилители АЗ и А1 вместе со своими элементами в цепях ОС реализуют инвертирующий амплитудный детектор отрицательного сигнала. В этой схеме выход детектора положительных сигналов обеспечивает опорное напряжение для детектора отрицательных сигналов. Благодаря этому усилитель A3 суммирует усиленный выходной сигнал положительного детектора с выходным напряжением детектора отрицательных сигналов. Цепь резисторного делителя R1 служит для согласования напряжений смещения сигналов обоих детекторов.

По сравнению с рассмотренными выше схемами детектор на рис. 8.12 обладает значительно большей точностью, поскольку здесь запоминающие конденсаторы С1 и С2 подключены к обоим входам усилителя A3, что ббеспечивает частичную компенсацию влияния входных токов усилителя A3. Кроме того, соответствующим выбором емкостей можно скомпенсировать влияние входных токов усилителей А1 и А2 на скорость спада напряжения на конденсаторе С1. При равенстве .входных токов всех трех ОУ условие компенсации определяется соотношением Ci=3C2. Для определения погрешности двустороннего детектора можно просуммировать погрешности детектора положительного и отрицательного сигнала, учитывая, что входной делитель удваивает напряжение смещения нуля усилителя А2. Делитель на резисторах R2 в два раза увеличивает напряжение смещения нуля A3, а усиление по петле ОС удваивает погрешность коэффициента передачи усилителя A3.

Скорость работы двухстороннего детектора ограничивается в первую очередь длительностью переходного процесса на запоминающих конденсаторах. При большом сопротивлении резистора R2




R1\.


Рис. 8.12. Схема двухполярного амплитудного детектора

Рис. 8.13. Схема детектора абсолютных значений

время готовности схемы значительно увеличивается из-за ограниченной скорости заряда конденсатора С2. Усилители А1 и А2 должны сохранять большое входное сопротивление при перегрузках по входу, чтобы исключить разряд С1 в режиме хранения, и на их переходных характеристиках не должно быть выбросов.

Распространенным применением амплитудного детектора является выделение максимального отклонения формы сигнала от заданного значения, например отклонение показания контрольного индикатора, используемого в системе управления производственным процессом. Часто подобные отклонения происходят как в положительную, так и в отрицательную стороны, а обе полярности нельзя контролировать одним простым амплитудным детектором. Схема на рис. 8.13 представляет собой комбинацию простого амплИтудно го детектора положительных сигналов с инвертирующим амплитудным детектором отрицательных сигналов при общих запоминающем конденсаторе и выходном буферном каскаде A3. Усилители А1 и АЗ образуют амплитудный детектор положительных сигналов,-подобный приведенному на рис. 8.9, а. Положительный сигнал, превышающий напряжение на конденсаторе, дозаряжает последний через усилитель А1 до максимальной величины. Приращение входного отрицательного напряжения фиксируется инвертирующим амплитудным детектором на усилителях А2 и A3. Если отклонение отрицательного напряжения больше соответствующего напряжения на конденсаторе, то через резистор обратной связи R} на инвертирующий вход усилителя А2 поступает отрицательное напряжение. В результате этого на выходе усилителя А1 увеличивается напряжение для дозаряда конденсатора до [Увых= I UxmaA, а на инвертирующем входе А1 через резистор обратной связи R2 устанавливается напряжение, равное Usx- Таким образом, независимо от полярностей отклонений входного сигнала напряжение на Сз, а значит, и на выходе детектора всегда положительно. Ограничения по точности и быстродействию здесь аналогичны рассмотренным выше для схемы на рис. 8 12



8.2. АНАЛОГОВЫЕ КЛЮЧИ

В микроэлектронной аппаратуре для передачи или отключения аналоговых сигналов применяют биполярные и полевые транзисторы, которые имеют недопустимо большую для многих случаев ошибку коммутации из-за значительных остаточного напряжения, сопротивления в открытом состоянии и токов утечки в закрытом состоянии. Перечисленные ошибки можно значительно уменьшить использованием ОУ совместно с транзисторами.

Ключи на полевых транзисторах и ОУ получили наибольшее распространение

благодаря простоте и большому динамическому диапазону коммутируемых сигналов. В простейшем аналоговом коммутаторе на рис. 8.14, с точность коэффициента передачи схемы на порядок больше, чем без ОУ, благодаря включению в цепь ОС ОУ транзистора VT3, идентичного по параметрам транзисторам VTJ и VT2. Операционный усилитель включен по схеме инвертирующего усилителя. Коэффициент передачи каждого входного сигнала равен (l+Aror/R), где Агот-разность сопротивлений открытых транзисторов VT3, VTl или VT3, VT2. Если оба транзистора VT1 и VT2 закрыты, то (/,ых 0.

Практически полностью исключено влияние, сопротивления на точность передачи аналогового ключа в схеме на рис. 814, б. В режиме передачи {/в, на выход управления подается положительное напряжение. Тогда транзистор VTl открыт, а VT2 закрыт и не влияет на работу схемы. Действующее значение сопротивления транзистора VT1 равно Гсг/КЬ, где КЬ - собственный коэффициент усиления ОУ. Следовательно, влиянием VTt на точность коэффициента передачи Uf можно также пренебречь. Тогда С/вых= - /вхЛг ?!. При отрицательном напряжении на входе управления VT2 открыт, а VTl закрыт. Если r <R\, то на инвертирующем входе ОУ напряжение равно нулю и t/вх не влияет на С^вых-

Полевые транзисторы в аналоговых ключах требуют, чтобы управляющее напряжение превышало диапазон изменения t/вх. Это приводит к значительным коммутационным помехам (передача управляющего сигнала в цепь коммутации t/вх через паразитные конденсаторы транзистора), ухудшающим динамические параметры таких ключей. Поэтому при увеличении частоты входных сигналов статические составляющие ошибки передачи t/jx меньше динамических уже при частоте входного сигнала больше 10 кГц.

Ключи на биполярных транзисторах и ОУ в отличие от рассмотренных выше управляются меньшими по амплитуде сигналами, обеспечивают большее быстродействие и меньшие коммутационные помехи, но обычно сложнее по структуре.

Рис. 8.14. Схемы простейшего (а) и улучшенного (б) аналоговых ключей на полевых транзисторах

>ilr

vrT\

ynpl

:>lil-


бых

R2 u.

Вых

VfFL





R2 , 30 к

-12 В-С

12 В-I


R3 4,3к

4,7 кЧ

21 Ь +

Упр --12 В


бых

U.VBS

Рис. 8.15. Схемы аналоговых ключей на биполярных транзисторах с малым (а) и большим (б) входными сопротивлениями

В простейшем аналоговом ключе на биполярном транзисторе (рис. 8.15, а) используется способность ОУ ослаблять синфазные сигналы и передавать дифференциальные. Когда на вход управления поступает сигнал больше 1 В, транзистор насыщается, заземляет резистор R2 и схема принимает вид обычного дифференциального усилителя. Поскольку его входы объединены, то дифференциальный входной сигнал равен нулю, а является синфазным сигналом. Поэтому прн Rt=R2 сигнал t/вх ослабляется на 70...90 дБ в зависимости от коэффициента ослабления синфазного сигнала ОУ. Когда транзистор закрыт, схема работает в режиме неинвертирующего повторителя, коэффициент передачи которого не зависит от соотношения резисторов R1 и R2.

Недостатки предыдущей схемы (зависимость t/вых от напряжения насыщения транзистора и низкое выходное сопротивление) устранены в схеме на диодах (рис. 8.15,6). Функцию ключа здесь выполняет диод VD1, управляемый усилителем А2. Усилитель AJ обеспечивает большое входное сопротивление и передачу на выход входного сигнала с коэффициентом, равным 1. Входной сигнал передает ся на выход при отрицательном напряжении на входе управления. В этом случае диоды VD4 и VD5 закрыты, а напряжения на входах и выходе А1 равны Usx-На аноде диода VDJ напряжение равно t/выx+t/д, где t/д - падение напряжения на открытом диоде. Следовательно, напряжение на катоде VD2 больше на t/д, чем на его аноде, этот диод также закрыт и не влияет на работу схемы. Напряжение на выходе AI определяется падением напряжения на R3, через который протекает ток, зависящий от t/вх и .сопротивления R4. Ток U через R4 определяется соотношением h - iUbhix+i B - U)/Ra. В свою очередь, выходное напряжение At равно Ui = Ubux-\- Un + hRs- Таким образом, при напряжении питания усилителей At, А2, равном t/n=±15 входной сигнал t/Bx=10 В будет передаваться на выход без искажений, если падение напряжения на R3 будет меньше 2 В. При этом учитывается, что при t/ =±15 В максимальный размах выходного напряжения у большинства современных ОУ около ±13 В. Учитывая изложенное, определяем максимальное значение тока Л, которое примерно равно 2 В ?з = = 0,5 мА и меньше фактического значения тока /40,4 мА в приведенной схеме.

При подаче положительного напряжения на вход управления на катодах диодов VD3 и VD4 устанавливается положительное напряжение, а на катоде диода




Рис. 8.16. Схема универсального аналогового ключа

VD5 и аноде диода VDI - отрицательное, примерно равное напряжению питания А2. Следовательно, если {/ =±15 В, а входное напряжение изменяется от +10 до -10 В, то оно не проходит через диод VD1 на выход схемы. Цепь VD2R2 поддерживает на неинвертирующем входе Al отрицательное напряжение, что обеспечивает установление отрицательного напряжения и на выходе Al. В противном случае через R3 протекал бы ток около 6 мА, что недопустимо для больщинства ОУ. Ток, отбираемый через Rl от источника входного сигнала, в этом случае зависим от Uex и сопротивлений R1, R2. В качестве усилителя в этой схеме можно исп'ользовать сдвоенный ОУ К1408УД2 и диодную сборку 2ДС627.

Совместное использование биполярных, полевых транзисторов и ОУ позволяет строить аналоговые ключи, у которых значение и полярность коэффициента передачи зависят от значения управляющего напряжения (рис. 8.16). В показанной схеме основную функцию выполняют полевой транзистор и ОУ, тогда как биполярные транзисторы играют вспомогательную роль, формируя необходимые сигналы управления для полевого. Если -0,6 B<Lbx<0,6 В, то все биполярные транзисторы и VTl закрыты, VT2 открыт, fBux=0 и fax не влияет на Ubux- При fBx> 0,6 В открываются транзисторы VT1, VT4-VT6 и Ь'вых; - i/вх. Чтобы исключить влияние сопротивления Гот транзистора VTl на коэффициент передачи схемы, целесообразно в цепь ОС усилителя включить полевой транзистор, как показано на рис. 8.14,6. При Lex< - 0,6 В открываются транзисторы VTl - VT3 и VT5. При этом UeuxU- Чтобы расширить зону нечувствительности схемы к амплитуде Uy p, можно в эмиттеры биполярных транзисторов включить стабилитроны или диоды.

8.3. УСИЛИТЕЛИ-ОГРАНИЧИТЕЛИ

Усилители с ограниченным размахом выходного напряжения используются в формирователе сигналов, цепях защиты от перегрузок, устройствах управления и контроля и т. д. Ниже- рассмотрены простейшие и регулируемые схемы усилителей-ограничителей и методы увеличения их точности и быстродействия-

Простейший ограничитель с регулируемым выходным напряже- нием можно построить на ОУ с ОС, выход которого нагружен На



потенциометр. Выходной сигнал берется со средней точки потенциометра. В такой схеме не требуются стабилитроны, а сигнал ограничивается при достижении выходным напряжением своего максимального значения. С помощью потенциометра изменяется амплитуда формируемого на выходе сигнала. Точность и быстродействие такого ограничителя сравнительно низкие. Объясняется это тем, что разброс максимального значения выходного напряжения ОУ достигает 1 В. На быстродействие ограничителя существенно влияет задержка, вызванная насыщением транзисторов в усилительных каскадах ОУ. Эта задержка в усилителях типа К140УД7 достигает десятков микросекунд.

Основным элементом прецизионных усилителей-ограничителей является диод или стабилитрон, включенный в цепь ОС усилителя. В простейщих ограничителях (рис. 8.17) стабилитрон открывается, когда падение напряжения на резисторе в цепи ОС становится равным Uct- В этом случае на выходе ОУ устанавливается напряжение -\-UcT или -Lct (рис. 8.17, с) И olUсг ИЛИ - ailст (рис. 8.17,6) в зависимости от полярности входного сигнала. При падении напряжения на R2, меньшем Ucr, напряжение Ubux= - Ubx R2/R1 для схемы на рис. 8.17, а и ивых = - UbxRiii - а.)/(Ry+aRi) для схемы на рис. 8.17,6. Показанное включение стабилитронов вызывает значительные погрешности работы схем из-за действия паразитной емкости стабилитронов {СпхБО пФ), их токов утечки (1уХ:;1 мкА) и температурного дрейфа ( - 5 мВ/°С). Эти погрешности превышают более чем на порядок ошибки,. обусловленные неидеальностью современных ОУ.

Токи утечки вызывают ошибки усиления Ubx и снижают точность уровней ограничения Ubux- Ошибку, обусловленную этими токами, можно практически исключить, применив дополнительные диоды VD1 и VD2 (рис. 8.18, с). Токи утечки протекают через резистор R3, не попадая на вход ОУ. Падения напряжения на диодах VDI, VD2 и резисторе R3 равны и пренебрежимо малы. Поэтому практически отсутствуют токи утечки диодов VD1, VD2. Последние частично компенсируют и температурный дрейф стабилитрона, так как собственный дрейф диодов имеет противоположный знак и примерно равен 3 мВ/°С.

Увеличить быстродействие и точность усилителя-ограничителя можно, подав напряжение смещения на стабилитрон так, чтобы он всегда находился в открытом состоянии (рис. 8.18, б). Благодаря этому удается уменьшить действие емкости стабилитрона и его тем- пературного дрейфа. Стабилитрон постоянно открыт и ограничивает выходное напряжение только, когда он включается диодным мостом в цепь ОС усилителя. Это условие выполняется при [Увых = ± Lct-h +2U. Если [Увх<1Уст-1-2(Уд, то UBb,x=UBxR2/Ri- Следует выбирать сопротивления резисторов R3 и R4 так, чтобы температурные дрейфы двух диодов (5 мВ/°С) и стабилитрона ( -5мВ/°С)



1 ... 21 22 23 24 25 26 27 ... 38
Яндекс.Метрика