Главная » Книги и журналы

1 ... 20 21 22 23 24 25 26 ... 38

большое время хранения получается во втором каскаде УВХ, где конденсатор Сз заряжается от первого каскада, прежде чем его выходное напряжение изменится больше допустимой величины. Поэтому емкость конденсатора второго-каскада может быть значительно больше, чем первого.

Для увеличения времени хранения до нескольких сотен секунд без ухудшения точности и увеличения времени выборки применяются многокаскадные УВХ [45]. Каскады УВХ включаются последовательно друг за другом. Быстродействие определяется также первым каскадом УВХ. Однако, чтобы сохранить высокую точность хранения, каждый каскад должен обеспечивать собственную точность выше требуемой на выходе последнего каскада.

Для построения УВХ достаточно одного ОУ, МДП транзистора и конденсатора. Однако такие УВХ целесообразно использовать, если выходное сопротивление источника сигнала невелико (меньше 100 Ом). В инвертирующем УВХ (рис. 8.1, а) основная часть ошибок работы в режимах выборки и хранения обусловлена транзистором VT2. В режиме выборки ошибка определяется падением напряжения на сопротивлении открытого транзистора VT2 из-за протекания входного тока ОУ. В режиме хранения транзистор VT2 закрыт, инвертирующий вход ОУ отличен, от входного сигнала и ток утечки истока VT2 разряжает конденсатор. Для уменьшения тока утечки транзистора VT2 в схему включен транзистор VT1, заземляющий сток транзистора VT2 в режиме хранения. Напряжение сток-исток транзистора VT2 близко к нулю (около 0,2 В), и, следовательно, ток утечки минимален. В результате этого конденсатор разряжается только небольшим током утечки перехода затвор-исток транзистора VT2 и выходным током ОУ. Уменьшив емкость Сз, можно уменьшить и время выборки УВХ. Однако в этом случае будет увеличиваться коммутационная ошибка, обратно пропорциональная Сз. Эта составляющая ошибки выборки, обусловленная передачей части управляющего сигнала на Сз через внутренние емкости затвор - сток Сс и затвор - исток Сз.н МДП ключа, при большом изменении входного напряжения на стоке не может быть полностью скомпенсирована ни регулировкой смещения нуля ОУ, ни подачей на конденсатор компенсирующего сигнала. Это объясняется тем, что емкости Сз.с и Сз.и зависят от уровня входного сигнала (при изменении t/вх от -10 до --10 В емкость Сз.с+Сз. изменя-

вых

rrrVTI

Ю

бых

Рис. 8.1. Схемы устройств выборки-хранения с уменьшенными значениями токов утечек МДП транзистора (а) и коммутационной помехи (б)

ется в 2.3 раза). Эту зависимость можно устранить (и, следовательно, скомпенсировать в процессе одной регулировки напряжения смещения нуля), формируя постоянный управляющий сигнал относительно уровня коммутируемого входного напряжения (рис. 8.1,6). Выборка происходит при разомкнутом транзисторе VT2 (t/ynp>0). В этом случае открывается стабилитрон, напряжение на затворе VT1 становится меньше на величину Uc напряжения на стоке, а VT1 замыкается и нд конденсаторе Сз устанавливается напряжение Ubx- При запирании VT2 (t/ynp<0) схема переводится в-режим хранения. Перепад напряжения, закрывающего VT1, равен Uc и не зависит от Ubx, поэтому часть управляющего сигнала, поступающего на Сз, постоянна и может быть скомпенсирована регулировкой напряжения смещения нуля ОУ для любого Ucf. Дополнительное преимущество схемы в том^ что у транзистора VT1 в режиме хранения U3.c - O и, следовательно, минимален ток утечки перехода затвор-сток. Сопротивление резистора необходимо выбирать из неравенства i?0 t/Г - Uxmin+UcA/IcTrnm, где t/вх mm - минимальноб значение входного напряжения, Uct - падение напряжения на стабилитроне при минимально допустимом токе /сттш, требуемом для его нормальной работы.

Хорошую совокупность точности, быстродействия и потребляемой мощности в УВХ можно получить, используя возможность управления режимом работы программируемого ОУ К140УД12 (рис. 8.2). Программирование осуществляется переключаемым генератором тока /у выполненным на базе биполярных транзисторов. При напряжении t/ynp = 0 транзисторы закрыты н УВХ переходит в режим хранения. В этом режиме /у^О, поэтому минимален входной ток ОУ, разряжающий конденсатор Сз. Когда напряжение t/ynpt/вх, транзисторы открываются, ток /у 100 мкА, а УВХ переходит в режим выборки. При этом скорость нарастания выходного напряжения ОУ становится равной 10...15 В/мкс и-минимально время выборки. Для показанных на схеме параметров элементов время выборки напряжения t/вх = 20 В с точностью 0,1% равно 5 мкс, а скорость спада t/вых в режиме хранения не превышает 0,01% за 1 мс.

Недостатком рассмотренных УВХ является влияние на их параметры источника сигнала или нагрузки. Простое подключение буферных каскадов на ОУ ко входу или выходу этих УВХ увеличивает их погрешности. Поэтому применяют УВХ на двух ОУ с общей отрицательной ОС, благодаря чему устраняются статические ошибки, обусловленные вторым ОУ. Источники погрешности в таких УВХ те же, что и в однокаскадных, однако методы уменьшения этих погрешностей отличаются от рассмотренных.

В УВХ (табл. 8.1) МДП-тран-зистор VT1, включенный между усилителями А1 и А2, управляет режимом работы УВХ (выборка - VT1 открыт; хранение - VT1 закрыт) . Погрешность выборки УВХ обусловлена статической ошибкой бс и динамической ошибкой бд. Рис. 8.2. Схема устройства выборки- которая включает Ошибку недоза-хранения на программируемом ОУ ряда б„ запоминающего конденса-

Таблица 8.1

Структуры устройств выборки-хранения на двух ОУ

Структурная схема

Эквивалентная схема

Пропускная способность

Условия достижения

-log б/2,2Г41п (5.5/6)--0.25]

(14- шт, гСз) -y/27C3ft) (i?.-f г)= 1,

Сз=1.1т17(Сз.с + Сз.с)/б

-log6/2,2rB[0.5 + ln X

X (llt 6t/B )]

(1 + СОт, Сз) л/2/СзО)т, (i?B + г) = 1. 1/2пГв>О). <0,1ют2,

У,>1/в„/2.2Г„;

У2>/в„ ?вСз

1 7 1 /

-log б/2Гв{1 +

-б^/вм(лД+-1)

7=1. ]1=2. К1,2=1.

Сз = К^л /<йт1 Лвых 1. Яо = б/?вых1/5г

6х

тора Сз (в случае ограничения времени выборки) и ошибку управления бу, возникаюшую в момент перехода к хранению. Последняя обусловлена передачей части перепада напряжения, размыкающего МДП транзистор, из цепи управления (затвор) в цепь коммутации (сток-исток), что объясняется наличием между этими цепями емкостной связи (далее будет называться коммутационной помехой).

В режиме работы МДП транзистора в УВХ ошибку бсбу (относительное значение) можно рассчитать по формуле [43] бу = =(Д[/уСз.с-4-А[/отСз.с)г1/Д[/вСз, где Д[/у-перепад управляющего напряжения на затворе; Д{7в - диапазон .изменения обрабатываемого сигнала; AUot - часть перепада управляющего напряжения, соответствующая замкнутому состоянию ключа при заданном напряжении [/от на затворе в режиме выборки, пороговом напряжении Uo прибора и уровне [/к коммутируемого ключом сигнала (Д[/от= = I t/cr-[/о -/к1), Сз.с - постоянная емкость между затвором и стоком, обусловленная перекрытием металлом затвора области стока (при необходимости следует учитывать емкость Св=0,2...0,5 пФ между соседними выводами микросхемы), Сз.с - емкость затвор-сток, представляющая сосредоточенный эквивалент распределенной емкости затвора над проводящим каналом, отнесенной к стоку (у закрытого прибора Сз.с~0); rj - коэффициент, учитывающий увеличение погрешности бу из-за передачи части коммутационной помехи со входа МДП ключа на его выход в процессе переключения (значение rj растет от 1 до 2 при увеличении от О до оо выходного сопротивления каскада, подсоединенного ко входу ключа, и для схем а, б табл. 8.1 ri = l,l -1,5, а для схемы в т) = 2).

В первых двух УВХ диапазон изменения коммутируемого сигнала А[Ук = Д[/в. Наличие зависимости Д[/от=Д[/к) и, следовательно, бу=Д[/к) не позволяет осуществить в этих схемах достаточно полную компенсацию ошибки бу известными методами, если Д[/к> >5 В. В последней схеме Д[/к<С^/в и ошибку бу можно скомпенсировать примерно на 30%.

Поскольку Д[/от~Д^/у при уровне коммутируемого сигнала, соответствующем максимальному значению ошибки бу, то, домно-жив числитель и знаменатель выражения для бу на сопротивление Гот открытого МДП транзистора, получим бу = т17Ту.к/7в, где у = = Д[/у/Д[/в = 0,5...2,5, причем для двух первых схем значение у лежит около верхней границы этого диапазона, а для последней - около нижней (причины этого различия будут ясны после рассмотрения особенностей работы схем); Ту.к = /от(Сз.с + Сз.с); Тв - ГтСз-

У МДП транзисторов с разными геометрическими размерами канала, но изготовленных по одной технологии при стандарталых конструктивных допусках, произведение Ту.к = /от(Сз.с+Сз.с) является величиной примерно,одинаковой, если Сз.с+Сз.с>(3...4) Св и равной (при Д[/от=20 В): для стандартной р-канальной технологии 0,30 не, для стандартной и-канальной технологии с использованием двойной диффузии 0,03 НС. Применение того или другого метода компенсации

ошибки бу можно-трактовать как уменьшение емкости Сз.с + Сзс и, следовательно, постоянной времени Ту. . Поэтому последующие формулы справедливы и в этом случае.

За время выборки 4 УВХ работает в нелинейном режиме в течение времени 4 нарастания выходного напряжения до уровня, соответствующего линейному режиму работы его усилителей, а затем в течение ty выходное напряжение устанавливается с заданной точностью б.

В табл. 8.1 приведены выражения для рассчитанных максимальных значений пропускной способности Ctmax для каждой из схем в табл. 8.1 и условия, при которых эти значения достигаются. Для совместного рассмотрения результаты этих расчетов сведены в табл. 8.1, где использованы следующие обозначения: соть сотг - частоты единичного усиления А1, А2, V[, Уг - скорости нарастания выходных напряжений А1, А2; [/вм - максимальный диапазон изменения Ubx, Rsaxi - выходное сопротивлсние А1; Un - дифференциальное входное напряжение А1, соответствующее линейному режиму его работы.

Общеизвестным недостатком схемы а табл. 8.1 является суммирование статических ошибок усилителей Al и А2.

В схеме б табл. 8.1 составляющая статической ошибки, обусловленная А2, приводится ко входу УВХ уменьшенной в К.и\ раз {Kui - коэффициент усиления А1). Эта особенность структур с общей ОС позволяет использовать в качестве А2 каскад со сравнительно большим ([/см~10 мВ) напряжением смещения нуля и малым усилением Кш, но благодаря этому быстродействующий (например, простейший каскад с общим истоком, а не ОУ).

Из табл. 8.1 следует, что предельная пропускная способность этой схемы УВХ может быть достигнута только при использовании ОУ со сравнительно небольшой полосой пропускания соть но обладающего высокой скоростью нарастания v\ выходного напряжения. Этим требованиям удовлетворяет ОУ К154УД1 (т 1 МГц, уж20 В/мкс). Использование в качестве А1 усилителя К544УД1 (/т 1 МГц, у 5 В/мкс, (/л 1 В) нецелесообразно, поскольку увеличение Un приводит к значительно большему увеличению времени установления f/вых, чем к уменьшению времени нарастания до Un (см. гл. 2). В то же время К154УД1 имеет UnbQ мВ и, следовательно, является оптимальным для схемы б табл. 8.1. Кроме того, в этой схеме УВХ не устранена возможность достижения выходным напряжением А1 своего максимума. Если последнее случится, то, во-первых, насыщаются транзисторы в выходных каскадах ОУ и, во-вторых, уменьшается ток заряда Сз в нелинейном режиме работы А1. В результате этого пропускная способность рассматриваемой схемы УВХ может стать значительно мень-

ше, чем схемы а табл. 8.1. Более того, насыщение выходных каскадов ОУ увеличивает фазовый сдвиг входного сигнала и УВХ, устойчивое при малых входных сигналах, может возбуждаться даже при Lbx=1 В. По этой причине диапазон входных сигналов УВХ с повторителем в цепи общей ОС часто ограничивают ±5 В, что является их существенным недостатком. Второй недостаток - необходимость использования двух МДП ключей, требующих согласованных по времени управляющих сигналов. Третьим недостатком обоих рассмотренных структур УВХ является ограниченный цепью Rb + Tot ток заряда Сз в течение времени нарастания и^ых до нового значения Ubx- Последнее приводит к тому, что даже сравнительно низкая точность (б= 10~) выборки может быть получена лишь за время больше 1 мкс. f

Устранить перечисленные I недостатки можно заменой в схеме б табл. 8.1 полевого транзистора VT2 двумябиполярными транзисторами (рис. 8.3). Транзисторы VT2, VT3 ограничивают изменение выходного напряжения А1 в режиме выборки на уровне Lbx + s.b в течение нарастания Ubux до нового значения Uex- В период установления [/вых напряжения на эмиттерно-базовых переходах VT2 и VT3 близки к нулю и транзисторы практически не влияют на работу схемы. В режиме хранения VT2 и VT3 автоматически выполняют функцию транзистора VT2 схемы в табл. 8.1, что является дополнительным преимуществом описанной схемы. Пропускная способность схемы на рис. 8.3 не лучше, чем схемы б табл. 8.1, поскольку введение биполярных транзисторов только облегчает выполнение условий достижения Ctmax-

Из приведенных в табл. 8.1 выражений следует, что максимальная величина Ctmax во всех структурах определяется в первую очередь параметрами МДП ключей, а полученные для каждой структуры требования к параметрам усилителей (исключающие их влияние на величину С/) легко выполнимы при использовании современных ОУ.

Зависимости Ctmax=f{) ДЛЯ рассмотрснных УВХ показаны на рис. 8.4. Значения Ctmax определялись для первых двух схем при 7 = 2,5, Т1=1,5, а = 200, [Увм = 10 В, а для третьей при /?вых от= = 10 а = 200.

Проведенный выше анализ показал, что применение традиционных схем УВХ, использующих для управления МДП ключи в канале усиления, не позволяет достичь требуемой во многих системах пропускной способности С/>10 Мбит/с, т. е. получить 4<1 мкс при 6 = 0,01%. Вместе с тем из результатов морфологического анализа УВХ с МДП транзисторами следует очевидный способ повышения Ct УВХ этого типа - исключение МДП транзистора из канала усиления в схеме в табл. 8.1. В схеме на рис. 8.5 ключ S1, управляющий режимом работы УВХ, вынесен в цепь питания входного усилителя А1. Последний является усилителем тока с большим выходным сопротивлением, что обеспечивает в режиме хранения

Рис. 8.3. Схема быстродействующего устройства выборки-хранения на ОУ Рис. 8.4. Предельные зависимости пропускной способности от точности ус тройства выборки-хранения;

/ - для схемы а табл. 8.1.; ? - для схемы 6 табл. 8.1.; 3 - для схемы е табл. 8.1.; 4 - для схемы

рис. 8.5:--т,к = 0,3 не;---т,.к = 0.03 не;

-Д-Тук = 0,03 не; использована компенсация 6v на 90%

(S/ разомкнут) высокую точность. В остальном схемы в табл. 8.1 и на рис. 8.5 совпадают и, следовательно, для последней справедливы полученные выше условия оптимальности АЧХ. В схему введен компенсатор коммутационной помехи VT7, VT8, R2, а транзисторы VT5, VT6 обеспечивают ток заряда Сз, значительно больший режимного тока h в усилителе А J [44]. В момент перехода к хранению перепады напряжений в любом узле схемы не превышают величины С/э.б (падение напряжения на переходе эмиттер-база открытого транзистора), а разнополярные коммутационные помехи, действующие из узлов А, Б на величину Uc, компенсируются с точностью А^/эБ (разность падений напряжений на VT7, VT8 при одинаковом токе). Следовательно, при полной симметрии плеч усилителя А1 {VT1, VT3, VT7 идентичны соответственно транзисторам VT2, VT4, VT8) ошибка выборки Ь=\/КЬ,-

Время нарастания определяется скоростью заряда током /i паразитных конденсаторов Сп, действующих в узлах А, Б, В. При выполненном условии минимальности времени установления {f2x2fr) время выборки 4= (Д(/в + /э.Б-) Сп .+2/я21п(1/аб), где U =IiR-\-2((it- Поскольку при низкоомном сопротивлении источника сигнала Ки\ ~RBb,xi/2(R+2(fr/I\), fT = fiKui =(1/2я?вых1Сз) С(л, то при т^2/2 получим условие, необходимое для достижения минимального времени ty : hR (/1/2л^2Сз) - 2фт. Минимальная емкость Сз ограничена полосой пропускания каскада А2. Из по следнего выражения получим >1/2яСз(7?+2фт 1). Следова-

Рис. 8.5. Схема устройства выборки-хранения с управлением по цепи питания

тельно, при заданном значении f2 большая емкость Сз требует меньшее сопротивление R-\-2fp/fi и достигается большая точность, если Ь - 1/Kui (К[ увеличивается при уменьшении значения [R-\-+ 2фт 1] Используя полученное выражение для и учитывая, что максимальное количество передаваемой на выход в режиме выборки информации о входном сигнале (5 = log Ки= - log б, получаем выражение для пропускной способности УВХ с управлением по цепи питания С/= - log б/{[(Д[/в +[/эб) 1-6/?Bb,xi/2] Сп +

+ (22) 1П (/,Гк/2[Ув)}.

При допустимом сопротивлении нагрузки /?н.д^2 кОм, обычно требуемом в современных усилителях и УВХ, точность б<10~ в режиме хранения будет обеспечена, если выходное сопротивление А2 /?вых2 <С/?н.д б = 2 Ом. Даже простейший повторитель на базе транзистора с общим эмиттером и глубокой ОС обеспечит это значение при сравнительно малых токе в выходной цепи (/в=1 мА) и коэффициенте усиления /(210 (Rbuxq (Ч> в)/Кш)- Последнее позволяет использовать в А2 широкополосные усилители (1УС752, 1УС754) с истоковыми повторителями на входе, обеспечивающие 2>20 МГц.

Значение Ct, рассчитанное при /?вых1=200 кОм, [/в А[/в--+ [Уэ.б = 10 В, Сп=10 пФ, /i = l мА и /2 = 20 МГц, около 50 Мбит/с. Следовательно, в УВХ с управлением по цепи питания достижима пропускная способность в 5 раз выше, чем в УВХ с МДП транзисторами.

Полупроводниковые микросхемы УВХ. Рассмотренные выше структуры УВХ положены в основу выпускаемых серийно полупроводниковых микросхем (табл. П7, рис. П.7). Наиболее удачным по сочетанию параметров является УВХ КР1100СК2. Структура этой микросхемы отличается от схемы б табл. 8.1 тем, что с целью повышения быстродействия в качестве аналогового ключа используются биполярные комплементарные транзисторы, обеспечивающие минимальное сопротивление в открытом состоянии. Применение для управления аналоговым ключом дополнительной логической схемы У1 обеспечивает работу УВХ от ТТЛ и КМОП логических схем (рис. П7). Пороговое напряжение схемы управления задается внешним источником. При этом дифференциальное напряжение между выводами устройства управления равно 0,8...2,4 В. Вместе с тем на входы устройства управления не допускается подача сигналов больше W - 3 В и меньше -- 3 В. Основные параметры КР1100СК2, разводка выводов и рекомендуемые внешние цепи при управлении от ТТЛ, КМОП логических схем и генераторов двухполярных сигналов даны в табл. П7 и на рис. П.7. Ниже представлены некоторые способы улучшения параметров КР1100СК2 и примеры их использования для формирования и обработки аналоговых сигналов.

При обработке аналоговых сигналов с амплитудой меньше 1 В их необходимо усилить до 5 В, чтобы было минимальным влияние

0 Rl Rl R4

ЮОк ГкЬ^

КШУДП

Упр а) Рис. 8.6. Схема устройства выборки-хранения с усилением входного сигнала i2. (а) и с увеличенным временем хра- Ор -П~1 нения (б)

ууг

крнооскг

6 3

киюоскг

Упр

fz Ос

бых

11 S

0,00.

2 1 п

и

бых

КР100БВИ1

0,01 мк \

погрешностей УВХ. Для этого ко входу УВХ подключается прецизионный ОУ типа К140УД14, охваченный общей отрицательной ОС с выхода УВХ (рис. 8.6, а). Коэффициент передачи Ku = Rz/R-При /(tf<;100 может потребоваться введение в схему дополнительного конденсатора Ск емкостью (100 пФ)/Ки- Диоды VD1, VD2 исйлючают насыщение транзисторов в каскадах внутренних усилителей ОУ в режиме хранения. Это необходимо для уменьшения времени выборки за счет исключения задержки, обусловленной длительным переходом К140УД14 из насыщения в линейный режим работы. Чтобы дополнительно уменьшить время выборки, рекомендуется между выходом УВХ и выводом для подключения Сз включить параллельно два диода VD3, VD4. Диоды ускоряют заряд Сз за счет дополнительного тока с выхода УВХ.

Во многих случаях от УВХ КР1100СК2 требуется запомнить амплитуду короткого (10 мкс) входного сигнала, а затем длительное время (1 с) его хранить практически без изменения исходного значения. Для решения этой задачи можно воспользоваться схемой, состоящей из двух последовательно включенных УВХ, рассчитанных на равное быстродействие (рис. 8.6, б). В первом УВХ благодаря небольшой емкости Сз1 обеспечивается быстрая выборка (Увх, но и значительное изменение хранимого напряжения. Логический сигнал длительностью 5... 10 мкс поступает одновременно на первое УВХ и таймер, включенный по схеме одновибратора (см. гл. 7). На выходе таймера с задержкой 100...150 не формируется импульс длительностью 10... 15 мс, который переводит в режим выборки второе УВХ. Такая длительность импульса необходима, чтобы обеспечить заряд Сз2 с большой емкостью. Таким образом осуществляются искусственное увеличение длительности f/вх, необходимое для его запоминания вторым УВХ, и точное хранение выбранного за короткое время значения Ubx-

С помощью УВХ можно очистить аналоговый низкочастотный сигнал от импульсных помех. Такая задача всегда возникает при обработке телеметрических аналоговых сигналов, поступающих по длинным линиям связи. В этих случаях аналоговый сигнал содер-

жит высокочастотные гармоники, обусловленные работой системы цифровой обработки информации и управляемых ею силовых приборов (реле, электродвигатели). Если такой аналоговый сигнал подать на вход УВХ и управлять его работой импульсами минимальной длительности, формируемыми тактовым генератором цифровой системы, то УВХ будет выполнять роль фильтра нижних частот. Таким образом, одна микросхема может заменить громоздкие пассивные или дорогие активные фильтры, применяемые обычно для решения таких задач.

В тех случаях, когда не требуется высокое быстродействие и необходимо построить УВХ с минимальной потребляемой мощностью, целесообразно использовать микросхему КР1100СКЗ. Эта микросхема содержит парафазный ОУ, выполненный на двух дифференциальных усилителях, и коммутатор на четырех МДП транзисторах (рис. П7, д). Основное включение микросхемы обеспечивает ее использование в качестве УВХ. Отключив коммутатор, можно использовать микросхему в качестве ОУ с параметрами, аналогичными параметрам К140УД8. При управлении от ТТЛ логических схем (с открытым коллектором) на вывод 2 подается напряжение лог. 1, а на вывод 14 - напряжение лог. О, тем самым обеспечивается режим выборки. При противоположных указанным напряжениях на выводах 2 и 14 достигается переход к хранению. Коэффициент передачи УВХ определяется отношением R[/R2, время выбор-ки-постоянной времени RlCl-nenn. При Ci = C2 = 680 пФ достигается скорость нарастания Ubhx, равная 10 В/мкс.

Для расширения диапазона входных сигналов КР1100СК2 и уменьшения ошибки, обусловленной коммутационной помехой, можно воспользоваться схемой на рис. .8.7 [46]. В этой схеме внутренний переключатель в КР1100СК2 используется в режиме переключения тока, а выходным интегрирующим усилителем служит ОУ К544УД1. Внутренний выходной усилитель КР1100СК2 в работе схемы не участвует. Параллельный диодный ограничитель VD1, VD2 предотвращает затягивание переходного процесса при замыкании ключа, ограничивая тем самым ток заряда, генерируемый первым усилителем в КР1100СК2, а также улучшает характеристики схемы в режиме хранения. Коэффициент передачи схемы регулируется потенциометром R3 в цепи отрицательной ОС. Конденсатор СЗ, включенный параллельно R6, устраняет колебательность переходного процесса. При таком включении КР1100СК2 обеспечивается время выборки, равное 5 мкс, при входном напряжении амплитудой ±10 В с погрешностью выборки 0,01%. Точность хранения в показанной схеме примерно на порядок больше, что также достигается токовым режимом работы ключа в КР1100СК2.

Амплитудные детекторы. Устройства, предназначенные для запоминания экстремальных значений входного сигнала, называются амплитудными детекторами. Как и УВХ, они работают в режи-

1 ... 20 21 22 23 24 25 26 ... 38