Главная » Книги и журналы

1 ... 15 16 17 18 19 20 21 ... 38

разомкнутой ОС допустима минимизация емкости цепи корректирующей АЧХ ОУ в период переключения Ubux- Ниже приведены наиболее интересные схемы сравнения выполненные на ОУ.

Таблица 6.2 Однопороговые компараторы

Схема

Передаточная характеристика

Напряжение порога переключения

вых

бых

бых

t/лор - t/oi

бых

------

бых

лор

6х

V л Лор iC

ax:w

вых

\ dt /пор С|

Однопороговые компараторы. Реакция компаратора на превышение входным сигналом заданного уровня называется амплитудной

. дискриминацией или детектированием уровня. В компараторах, приведенных в табл. 6.2, цепь ОС формирует на выходе ОУ сигнал, совместимый с входными уровнями ТТЛ схем. При UbxUou (табл. 6.2, схемы а, б) напряжение вых О (предполагаегся, что напряжение смещения нуля скомпенсировано), стабилитрон и диод

закрыты, а ОС разомкнута. Если входной сигнал изменится на несколько десятков микровольт в ту или иную сторону, то изменение выходного напряжения будет составлять единицы вольт благодаря большому коэффициенту усиления ОУ.и прекратится, как

только откроется диод или стабилитрон и коэффициент передачи по цепи ОС станет равным единице. Если f/вх > f/on, то f/вых = - f/fl и при f/Bx<f/on, f/Bbix=f/cT, где Ucr И f/д - падсние напряжения соответственно на стабилитроне и диоде.

Заменив один или оба резистора в схеме б табл. 6.2 конденсаторами, можно сравнить скорость нарастания f/вх с постоянным сигналом (схема в, табл. 6.2) или скорости изменения двух сигналов (схема г, табл. 6.2).

Точность сравнения компараторов ограничивает в первую рче-редь напряжение смещения нуля f/см и входные токи /вх и /р, а в некоторых случаях (схема а, табл. 6.2) и конечный коэффициент ослабления синфазного сигнала [38].

Регенераторные компараторы. При очень медленных изменениях или малых амплитудах входного сигнала время переключения однопороговой схемы сравнения зависит от скорости изменения входного напряжения, частоты единичного усиления и коэффициента усиления ОУ. Для уменьщения времени сравнения таких сиг налов используют схемы сравнения с положительной ОС - регенераторные компараторы (табл. 6.3). Отличительной особенностью таких компараторов является гистерезис передаточной характеристики.

Таблица 6.3 ;

Регенераторные компараторы

Схема

Передаточная характеристика

Верхний порог переключения

Нижний порог переключения

Гистерезис передаточной характеристики

бых

			6х

R2 Юк

Т

\56к

Вых

бых

U R2

R2 + Ri~ ki + R

iUfiv±R2 + Rs)

Uo,(R, + Rs)

UanR2

Й I n

бых

бых

R,(U -Uon)

Ri-\-R2

R,(Ucr-Uo.)

R, + R2

в простейшем регенераторном компараторе (схема а, табл. 6.3) при отрицательном и близком к нулю входном напряжении выходное напряжение положительно, а напряжение на неинвертирующем входе определяет верхний порог переключения Ub = , = UctR2/ (/?2 + /?з)- Как только входное напряжение достигает'величины Ub, ток в цепи стабилитрона становится равным нулю, а затем меняет направление и выходное напряжение ОУ переключается. После этого на неинвертирующем входе ОУ устанавливается напряжение, соответствующее нижнему порогу переключения и равное и„= - Ub-

Чтобы теперь переключить компаратор в обратное состояние, амплитуда входного напряжения должна измениться от до Ub, т. е. на напряжение, равное 2Ub, которое и определяет величину гистерезиса.

Для получения симметричной петли гистерезиса относительно опорного напряжения уровни выходного напряжения должны быть равны по величине. Изменение по каким-либо причинам одного из этих уровней вызывает смещение гистерезиса и, следовательно, расчетной точки срабатывания компаратора, что приводит к увеличению погрешности сравнения. Этот недостаток в значительной степени устраняется включением в схему управляемого выходным напряжением ключа (полевой транзистор VT1 в схеме б табл. 6.3). Если сопротивление транзистора VT1 в открытом состоянии меньше 100 Ом, то погрешность установления порогов срабатывания при использовании 1 %-ных резисторов будет меньше 0,01 Uon-Для увеличения скорости переключения транзистора VT1 диод шунтируют конденсатором С, ускоряющим разряд паразитной емкости исток-затвор VT1.

Регенераторный компаратор с постоянным напряжением нижнего порога переключения при регулируемой величине гистерезиса показан на схеме в табл. 6.3. Благодаря включению в схему диода VD1 цепь положительной ОС размыкается при UbxUoh и на выходе ОУ устанавливается близкое к нулю напряжение, определяемое токами утечки через диод VD2 и резистор R4. Если затем входное напряжение уменьшить до величины Uon, выходное напряжение компаратора переключится в противоположное состояние. Выходной сигнал можно снимать как с выхода ОУ, так и со стабилитрона. Преимущество этого компаратора в том, что напряжение лог. О приблизительно равно нулю, а не - f/д, как в других схемах, что упрощает согласование выходных напряжений с ТТЛ схемами. Резистор R3 включен для ограничения тока диодов при высоком уровне выходного напряжения, а резистор R4 обеспечивает ток разряда емкости диода VD2 и увеличивает нагрузочную способность компаратора.

Двухпороговые. компараторы. Компаратор, состояние выхода которого изменяется два раза при увеличении входного сигнала в некотором диапазоне, называют двухпороговым (табл. 6.4). ,

Таблица 6.4 Двухпороговые компараторы

Схема

Передаточная характеристика

Верхний (t/u) и нижний (t/ ) пороги переключения

6bfX

-6В K521CA1

t/ =t/<, -

25 J

си

- VB3

бых

t/ = t/.T+t/.(l4)

Наиболее простыми и благодаря этому наиболее распространенными являются мостовые двухпороговые компараторы (схема а, табл. 6.4). Диодный мост включен в цепь ОС ОУ, а изменение f/вых происходит, как только входной ток 1\ превысит или станет меньше тока h, отдаваемого в мост, по цент резисторов R2. При изменении f/вых переключаются диоды и коэффициент передачи

по цепи ОС. Точность уровней дискриминации и минимальная ширина окна ограничиваются десятками милливольт из-за разброса падений напряжений на открытых диодах. Схема имеет температурный дрейф уровней дискриминации порядка единиц милливольт на 1°С.

Если точность двухпорогового компаратора может быть хуже 10 мВ, а рабочая частота должна быть не менее 10 МГц, целесообразно воспользоваться сдвоенным компаратором К521СА1 , (схема б, табл. 6.4). Середина и ширина окна дискриминации регулируются соответственно напряжениями Uon и i/m-. Допустимые входные дифференциальные и синфазные напряжения компаратора равны 5 В. Однако значения Ubx, Uon и Um могут быть увеличены ,с учетом действия резисторных делителей, образованных R1, R2 и уменьшающих фактическое значение напряжений, приложенных ко входам К521СА1: f/o = f/o /?2/(/?i + /?2), вх = вх/?2/(/?1 + /?2), U = UnR\/(R\-\-Ri). Выравнивая сопротивления резисторов во входных цепях компаратора, уменьшают ошибку, обусловленную его входными токами.

и Особый интерес представляет схема двухпорогового компара- ора на одном ОУ или полупроводниковом компараторе (схема в, абл. 6.4). Ширина окна дискриминации в этом компараторе может изменяться независимо от пороговых напряжений регулировкой соотношений сопротивлений резисторов. Основными элементами схемы являются стабилитрон, выполняющий функцию источника опорного напряжения, и компаратор. При расчете компаратора пренебрежем действием его входных токов и предположим равными напряжения f/д диодов VD1, VD2. Когда входное напряжение Ubx<:U + 2U, то U\ = Ubx - Uh. в то же время, когда t/Bx>f/2-i-2f/fl, то f/i = f/cT + f/fl. Стабилитрон VD3 будег закрыт, пока напряжение на входе UbxUct Когда Ubx>Uct, то U2 -

= {U R2-\-UbxRi)/{Ri + R2). В исходном состоянии при Ubx<.Uct

установлен низкий уровень напряжения на выходе компаратора. При увеличении Ubx, когда Ubx=U + Ua{\ + R\/R2), устанавливается высокий уровень напряжения на выходе компаратора, а затем при UBx = Ucr+U {l+R2/Ri) напряжение на его выходе достигает своего исходного значения. Таким образом, ширина окна дискриминации будет равна /д(;?2 - /?1) ?1/?2. Недостатком этой схемы является возможность третьего переключения уровня выходного напряжения компаратора, если установить большим отношение 7?5.-Третье переключение выходного напряжения компаратора

исходит при UBx = [UcrR2{R3+Rb)+UR5{Rl + R2)]/{R2Rb-RlR3).

едовательно, при расчете сопротивлений необходимо выбирать можно меньшее значение отношения Rs/Rb и R2Rb = RiR3-

многих случаях, например при обработке импульсных периодически повторяю-Wh сигналов в цепях, на которые воздействуют хаотические электромагнитные .алы, при передаче последовательности цифровых сигналов по длинным линиям.

0,001mkY

8,2 k 100 к

Рис. 6.10. Схема регенератора цифровой последовательности импульсов с автоматической установкой напряжения порога

УУ°Юк fj-L 10

10 к

-10 В

Рис. 6.11. Схема прецизионного регене--. ратора цифровой последовательности импульсов

необходимо выделить цифровой полезный сигнал. Для этой цели используются различные типы регенераторов цифовых последовательностей (РЦП). Простейшим РЦП является компаратор напряжения, на один из входов которого подается регенерирующий сигнал, а на второй - некоторое опорное напряжение, напримет 1,2...1,5 В при обработке сигналов ТТЛ схем. Если же используются КМОП схемы, то опорное напряжение устанавливается равным примерно 2,5 В при напряжении питания КМОП схемы, равном 5 В, и около 4,5 В при напряжении 9 F-

Если необходимо, чтобы опорное напряжение устанавливалось автоматически на требуемом уровне, можно воспользоваться схемой, приведенной на рис. 6.19. Уровень опорного напряжения компаратора А2 формируется пиковым детектором, который построен на базе At. На выходе пикового детектора включен резисторныг делитель, в средней точке которого формируется опорное напряжение t/on На запоминающем конденсаторе С при периодически повторяющихся испульсах на входе РЦП поддерживается напряжение, примерно равное средней амплитуде входных импульсов. Постоянную времени С(р,\-\-Яг) необходимо выбрать таким образом чтобы за время 7 между импульсами напряжение на С изменилось незначительно, т.е. C{R\-\-R2(>T. Емкость С должна быть такой, чтобы конденсатор успел заря диться за время импульса 7 и практически до aмпЛ^тyднoгo значения импульса Только при этом условии не происходит потери ни одного импульса из числа посту пающих на вход А1. Учитывая, что выходное напряжение А1 может нараст/ со скоростью V не больше той, которая оговорена для данного ОУ или диффе[ циального усилителя, получаем, что должно выполняться условие 7 >t/a/t), t/a - средняя амплитуда входных импульсов. Для простых дифференциаль усилителей f.= /Bbix/C, где /вых - максимальный выходной ток At.

На рис. 6.11 приведен РЦП для выделения логических сигналов в канале се с высоким уровнем шумов. Устройство позволяет очистить цифровой cnrnaj шума амплитуда которого составляет 70% от амплитуды входного сигнала изменяя последнюю и сохраняя уровень сигнала.

Регенератор цифровой последовательности включает регенераторный компй тор с регулируемым гистерезисом, двухпороговый компаратор А3\

неинвертирующий усилитель, коэффициент усиления которого регулируется полей транзистором. Если t/exO, то At обеспечивает максимальное усиление, поскол!

на выходах А2 и A3 устанавливается высокое напряжение и транзистор VTl оказывается открытым (т. е. имеет небольшое сопротивление). При t/вх > О выходное напряжение А1 увеличивается, и когда его величина достигает значения опорного напряжения t/o , то на выходе А2 устанавливается отрицательное напряжение. Это напряжение переводит транзистор в закрытое состояние, уменьшая тем самым усиление А1. Выходное напряжение А1 сохраняет положительное значение до тех пор, пока его величина больше, чем произведение входного напряжения на максимальный коэффициент усиления А1. Для этого достаточно, чтобы входное напряжение было на несколько милливольт больше нуля.

При Uex<.0 выходное напряжение усилителя А2 становится положительным, а -усилителя A3 отрицательным. Поэтому транзистор VT1 снова оказывается закрытым, а коэффициент усиления Л / остается небольшим до тех пор, пока входное напряжение не приблизится к нулю. Пороговое напряжение А4 может быть несколько меньше, чем t/ , для получения наилучшей фильтрации шумов. Конденсатор С/ ограничивает амплитуду высокочастотных выбросов. Устройство работает с сигналами частотой больше 0,01 Гц и амплитудой 1 ... 10 В. В качестве VT1 можно использовать практически любой полевой транзистор с р-п переходом. Выбор ОУ определяет верхнюю частоту входного сигнала. До частоты 1 МГц может быть использован счетверенный ОУ К1401УД2.

Выбрать больший из двух сигналов и передать его на выход можно с помощью простой схемы (рис. 6.12). На базе усилителя А1 построен двухполярный источник тока, выходное напряжение которого определяется из выражения 6вы =(е-t/yi)X X(R\+R2) / R\ + t/yi = e-f [/вь,-х + (е- t/j;)/ RRt. Из последнего нетрудно определить выходной ток U,x = [{e-Uji)(R, + R3)/Ri + UA - e]/Ri-(e-Us)/R2. Если R,= = R2 к R3 = Ri, то выражение для /вых упрощается и может быть записано в виде Ibux=(U£--U) / Ru Ток /вых не зависит от сопротивления-резистора, через который он протекает, пока А1 работает в линейном режиме. Если Ug:>U, выходной ток течет через диод VD2, а при Ug<:U через VD1. На выходе ОУ А2 сумма токов преобразуется в напряжение, поэтому UBus = Uji при Uji>UE и 6/вых = + +1(б~и^)/ R,]R, = Us при Us>U.

Усилитель А2, выполняющий роль повторителя, может быть исключен, если не требуется согласование устройства с низкоомной нагрузкой. В качестве А1, А2 целесообразно использовать сдвоенный ОУ К140УД20.

В некоторых случаях необходимо уметь выбрать наибольший, наименьший или средний из нескольких аналоговых сигналов. Для определения и передачи на выход максимального из нескольких напряжений можно использовать показанную на рис. 6.13 схему. Максимальное напряжение, например t/2, установится на выходе, поскольку в остальных цепях входных напряжений диоды будут закрыты большим отрицательным напряжением, приложенным к их анодам. Это объясняется тем, что с выхода на инвертирующие входы всех остальных ОУ, кроме А2, подается большее, чем на неинвертирующих входах, напряжение. Чтобы согласовать выход с нагрузкой, рекомендуется к нему подключить неинвертирующий повторитель. Резистор R необходим, чтобы обеспечить формирование напряжения прямого смещения на диоде в цепи с максимальным входным напряжением. При исключении резистора R из схемы возможно ее самовозбуждение, так как может отсутствовать требуемый ток для прямого смещения диода VD2 либо этот ток будет слишком мал и, следовательно, слишком велико сопротивление диода. Чтобы выделить из нескольких

Рис. 6.12. Схема выделения большего по амплитуде из двух сигналов

Рис. 6.13. Схема . выделения большего по амплитуде из произвольного числа сигналов

сигналов минимальный, можно воспользоваться схемой, аналогичной приведенной, в которой изменено на обратное включение диодов и резистор R подключен к положительному источнику питания Тогда можно будет выполнить операцию следующего вида: t/BMji = min (t/i, U2. ... Uf/). Сопротивление резистора R зависит от числа обрабатываемых входных сигналов и значения собственного фазового сдвига входного сигнала в использованных ОУ. Обычно достаточно установить R= 10 кОм.

В три раза больше диодов необходимо, если требуется выбрать и передать на выход средний по напряжению сигнал из нескольких поданных на вход схемы (рис. 6.14). В приведенной схеме для трех сигналов каждый сигнал сначала сравнивается с двумя другими и в точках А, Б, В устанавливается максимальный из двух сравниваемых сигналов. Очевидно, что при этом в двух точках будет установлен максимальный из трех сигнал, а в третьей точке максимальный сигнал будет соответствовать среднему из трех напряжению. Это среднее напряжение затем и выделяется посредством выполнения оставшейся частью схемы операции выбора и передачи на выход минимального из напряжений в точках А, Б, В. Таким образом, будут справедливы следующие соотношения: t/ = rnax(t/i, U2), Ug = max(U2, U3), Ug = max(U Из), = min (t/ t/, t/g). Устройство работает аналогично описанным выше схемам. Целесообразно только резисторы заменить генераторами стабильного тока, чтобы устранить влияние изменения тока через диоды при изменениях t/i, t/2, t/3 на точность выполнения операций с этими сигналами..

При изменениях интервалов времени между импульсами обычно формируются измерительные импульсы с помощью пороговых устройств. Если же измеряются интервалы времени между импульсами, принадлежащими к двум разным последовательностям, то изменение амплитуды измерительных импульсов при неизменном пороге сравнения увеличивает погрешность измерения вследствие изменения ширины измерительных импульсов. Для исключения этой составляющей погрешности используются пороговые устройства, уровень срабатывания которых t/nop автоматически изменяется

бых

Рис. 6.14. Схема выделения среднего по амплитуде из трех сигналов

Рис. 6.15. Схема компаратора с пороговым напряжением, пропорциональным амплитуде входных импульсов

пропорционально амплитуде имульсов {/ х. (рис. 6.15). Благодаря этому отношение tnop / t/вх. и остается неизменным. В показанной схеме основную функцию выполняет подключаемый к ее выходу компаратор. На базе двух ОУ А1, А2 построен пиковый детектор, формирующий пороговое напряжение, пропорциональное амплитуде входных импульсов. Емкость конденсатора С2 и сопротивления резисторов R}, R2 выбираются в зависимости от частоты входных импульсов и требуемого порогового напряжения. Емкость С2 должна быть настолько большой, чтобы за время т между импульсами напряжение на делителе RjlR2 несущественно уменьшилось, т. е. (Ri +R2) CxiOj. При изменении амплитуды входных импульсов от 0,5 до 6 В пороговое напряжение при показанных на схеме параметрах элементов остается постоянным и примерно равным 25 мс при длительности импульсов около 50 мкс. Если допустимо ухудшение до 10% точности поддержания порогового напряжения, то А/ из схемы можно исключить, соединив цепи выхода и неинвертирующего входа А1.

Глава 7

АНАЛОГОВЫЕ ТАЙМЕРЫ

Таймеры - новый тип функциональных элементов в семействе аналоговых микросхем общего применения. Обладая, как и ОУ, компараторы, перемножители, высокой надежностью, простотой применения в аппаратуре и низкой стоимостью, аналоговые таймеры расширили возможности построения микроэлектронных преобразователей точных интервалов времени длительностью от микросекунды до месяцев. Выпускаемые в настоящее время таймеры делятся на два класса.- однотактные и многотактные (табл. П5, П6). Оте-

чественной промышленностью выпускается в настоящее время только таймер КР1006ВИ1. Среди многотактных зарубежных таймеров самым удачным по структуре, универсальности и массовости использования стал программируемый таймер XR2240. Несмотря на то, что Б современном семействе таймеров, выпускаемых за рубежом, насчитывается более десяти наименований микросхем, наиболее широко используются NE555 (аналог КР1006ВИ1) и XR2240, а также NE556 и LM322, первый из которых является сдвоенным таймером NE555, а второй представляет собой его более' совершенную модификацию. Создание таймеров вызвано тенденцией повышения степени интеграции реализуемых функций на кристалле кремния, которая превалирует в современных аналоговых и аналого-цифровых микросхемах.

По функциональному составу внутренних узлов и способу выполнения данной функции таймеры не являются полностью аналоговыми или цифровыми микросхемами. Современные таймеры наряду с компараторами напряжения, которые относят к аналоговым микросхемам, содержат узлы, выполняющие цифровые функции,- логические вентили, триггеры, счетчики и др. Компараторы в таймерах обеспечивают повышение чувствительности цифровых структур от единиц вольт до долей милливольта к изменениям -входных напряжений. Таким образом, основные функции в таймерах выполняют цифровые узлы, точность же формирования интервала времени определяется в первую очередь компараторами напряжения. Поэтому полупроводниковые таймеры чаще относят не к цифровым, а к аналоговым микросхемам.

Массовое применение таймеров в аппаратуре, разнообразие решаемых ими задач и, следовательно, многообразие требований, предъявляемых к их параметрам в зависимости от типа аппаратуры и качества выполняемых функций, обусловило создание обширного семейства полупроводниковых таймеров [39, 40]. Однотактные таймеры применяются, если длительность формируемых временных интервалов лежит в пределах 1 мкс ... 1 ч. Многотактные программируемые и специализированные таймеры разработаны для аппаратуры, требующей использования генераторов сигналов сверхнизкой частоты с продолжительностью импульсов до нескольких суток.

7.1. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ТАЙМЕРОВ

Семейство однотактных таймеров можно разделить на .две группы: таймеры общего применения и специализированные таймеры (рис. 7.1). В однотактном таймере (рис. 7.2, с) длительность формируемого интервала времени определяется током заряда внещнего времязадающего конденсатора С/, а ток заряда С/ - сопротивлением внешнего времязадающего резистора Rt. Формируемый таймером временной интервал Тк пропорционален постоянной времени 7?(С/-цепи и определяется длительностью изменения напря-

1 ... 15 16 17 18 19 20 21 ... 38