|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 14 15 16 17 18 19 20 ... 38 Предельно достижимое минимальное значение Авты, полученное из (6.7) при Х<С1 и h/hM, равно AB. ;(Ui + U,k)-5,3CiV2/Kh2i3. - (6.8) Для современной технологии изготовления полупроводниковых компараторов с изоляцией элементов р-п переходом типовыми значениями являются /2213 = 100, Ci=5 пФ, [/ем = 5 мВ. Учитывая, что f/i = 5 мВ, т. е. /СжО,1, из (6.8) получим Лв.пЛЮ Дж. Выражение (6.8) определяет минимально достижимое значение произведения 2/Bx(f/i + f/cM)n и показывает,что при современной технологии невозможно получить в компараторе с ДУ на входе сочетание входного тока /вх и быстродействия лучше, чем дает неравенство /вхп> 2,7[/2С, С/г21э = 70 мкА-нс. Коэффициент усиления, обеспечиваемый двумя ДУ, получим из условий (6.6) оптимальности параметров ДУ1 и ДУ2 Ku = KuiKv2={hRi/2) (/2/?2/2ф.) U2Us/2K(pl (6.9) Энергия, затрачиваемая источником питания на переключение двух ДУ в компараторе, равна Лп= (/if/ni+/2/02)п/(1+Я,). Подставив (6.1) - (6.3) в последнее выражение для Лп и осуществив замены, аналогичные использованным для выражения (6.5), находим, что при выполнении (6.6) Лп также имеет минимум, равный Лп =5,3[/ ,[/2С,(1+£/2 1)(1+ДЛ 2) С, (6.10) где Б = и„2/и„1. Дифференцируя (6.10) по /1 2 и приравнивая производную нулю, находим, что при 1\/12=БД получается минимально дости-жимое значение энергии Лп, равное Лп.п~5,Зf/пlf/2Cl(l+\/дД) С. Например, если разрабатывается компаратор, у которого Б = 1, Ci ;C2 = 5 пФ, а f/3 = 3 В и Я,<С 1, то из уравнения (/if/m+/2f/n2) X Х/п/(1 + Х) =Лп.пЛ 10~® Дж получим, что быстродействие его двух каскадов будет /п = 40 не только при условии, что суммарный ток через оба ДУ будет не меньше 2,5 мА. Очевидно, что компаратор будет тем лучше, чем ближе отношения Лв.п/Лвтт и Лп.п/Лптш к сдинице, а их сумма к двум. Для определения условий, при выполнении которых величины Л в mm и Amin одинаково близки к своим предельным значениям, введем условный критерий предпочтения Ку.п в соответствие с [1]: /Cy.n = Лв.п/Лвтт+ Лп.п/Лптт. МаКСИМуМ /Суп, НайДСННЫЙ ДИффсрСН- цированием /Суп по /1 2 и приравниванием производной нулю, достигается при /, Б /, , (1+2л/£Д)[1 + (1+УгДП Л (611) Зависимости Ле.п/Лвmm и Лп.п/Лптт от h/h приведены на рис.  Рис. 6.3. Относительные изменения минимумов пороговой и удельной энергий компараторов (а) и их изменения при включении эмиттерных повторителей на входе (б) 6.3, а. Таким образом, компаратор с ДУ на входе будет иметь близкие к предельным значения энергий Лв и А„, если режим работы и параметры элементов его каскадов выбраны в соответствии с выражениями (6.6) и (6.11). Включение эмиттерных повторителей (ЭП) на входе ДУ1, которое используется в презиционных компараторах К521САЗ, К597САЗ, не является кардинальным способом уменьшения полезной энергии Лв без увеличения А„, как может показаться. Однако ЭП позволяют значительно уменьшить полную энергию, затрачиваемую источником сигнала за счет исключения действия тока перезаряда емкости коллектор - база транзисторов ДУ1 во входных цепях компаратора. Хотя эффективности использования энергий входного сигнала в компараторах с ЭП и без них примерно одинаковы, но абсолютное значение энергии, затрачиваемой на перезаряд входной емкости в компараторе с ЭП, более чем на порядок меньше. Последнее объясняет причину, из-за которой сравнительно медленный компаратор К521САЗ (/ = 200 не) быстрее реагирует на малые сигналы, поступающие от генератора тока, чем более быстрый К521СА2 (/ = 80 не) даже на большие токовые сигналы. Используя приведенную выше методику, нетрудно вычислить Лвиип и A min для ДУ1 (первое совпадение с выражением (6.8)) Лв >д (f}i + f/e ) 5,3[/2С,/Л:/г2,э; Л„ , дж5,3[/п1£/2С1/Л:. Включение ЭП на входе ДУ1 увеличивает задержку его переключения t i не меньше чем на (f/i - £) Сэ.п п.э, где Сэ.п - емкость, действующая в эмиттерной цепи транзистора ЭП, / .э - ток в ЭП. Учитывая, что в этом случае /вх=2/п.э г21э (от двух ЭП), получаем для ДУ1 с ЭП. на входе: А в min э 2(<7 + <7с.,) , 3f/n.(2+iL)[([/.-£)C3.n+ где /C=th (fyi/49T), если /п.э==/1/2/2213, так как действующее на входе ДУ1 значение f/i в этом случае уменьщается в 2 раза, и /С = 1Ь([/1/2фт), если /п.э> 2/г21э- Зависимости Лвтт и А^ты для ДУ1 и ДУ1 с ЭП на входе, полученные при Сэ.п?=ьС1=5 пФ, 1э=100. приведены на рис. 6.3, б. Нетрудно вычислить из уравнения d {Anmin/d (/n.3 i)=0, что минимально достижимое значение Лпш/пэ, равное Лп.п.э, достигается при /п.э 1 = 0,5V (f/i - £) Сэ.п/С/10f/2C,. (6.12) Оптимальное значение Лвт„э при выполнении (6.12) равно Лв.зе= + -)(-)-(2+- A:(t/,-£) 4.10- Дж. Предельное значение Лвтшэ получается при {1иэ/1\) <€. (Vi - -E)a. K/WU2Ci и равно Лв.п.зЛ2([/,+ см) (f/i-£)Сэ.п г21э i 10 Дж. Однако последнее достигается за счет увеличения Лпттэ до величины 10 Л п.э 1ООЛ п тд (рис. 6.3,6). Включенис на входе ДУ1 цепей. Компенсирующих ток /вх, при технологическом разбросе (10-20%) .параметров элементов ДУ1 в лучшем случае позволяет уменьшить /вх в 5 раз и, следовательно, достичь Лв.п~ 2-10 Дж при незначительном увеличении Лп.г по сравнению с обычным ДУ. Проведенные количественные оценки подтверждаются данными табл. 6.1, которые вычислены при типовых для компараторов значениях [/ем = 5 мВ и [/i=5 мВ. Как видно из таблицы, в К521СА5 и К597СА1 достигнуты сочетания энергий Л в и Лп, близкие к предельным. Нетрудно проверить, что режимы работы каскадов и параметры элементов в этих компараторах совпадают с величинами /ь /2, /п, /?к1, /?к2, вычисленными из (6.6), (6.11) (6.12) [32, 33]. Таблица 6.1 Информационно-энергетические параметры компараторов
Окончание табл. 6.1
Примечание. А„ и А„ рассчитаны при С/см-Ь i = 10 мВ для всех компараторов, кроме 521СА4 Последовательность расчета оптимальных параметров элементов и каскадов* компараторов следующая. Из выражения (6.11) вычисляется отнощение I\/h и подставляется в (6.7) и (6.10), что при известных технологии изготовления компараторов, величинах Б, % и входных параметрах ВФ дает систему уравнений с неизвестными в левой части: /l4 = /Z213Bmm/(f/l + f/cM); (/l + £/2) 4 = Л п mm/f/nl - (6.13) При заданном времени t из (6.13) вычисляются токи 1\, h. Подставляя значения этих токов в выражения (6.6), получаем требуемые сопротивления резисторов R1 и R2, а следовательно, Rk\ Rk2- При использовании ЭП на входе компаратора оптимальная величина тока / .э в этих повторителях вычисляется из (6.12). Полученные выще предельные соотнощения и количественные оценки позволяют просто определить реализуемость исходных требований на разработку компаратора. Пусть, например, требуется разработать компаратор, переключаемый входным сигналом U\ = =5 мВ, имеющий /вх = 0,1 мкА, /Уем = 5 мВ, 4=40 не, потребляющий от источников питания f/n=±10 В ток 4 = 5 мА, и изготовить его по технологии полупроводниковых микросхем, обеспечивающей в транзисторах Та=2,5 не (базовая технология с изоляцией элементов р-п переходом). Тогда из-за суммарной инерционности транзисторов двух ДУ, равной 2та, получим требуемое значение 4 = 4 -2тсс=35 нс. Рассчитаем параметры Лв и Лп, которые будет иметь такой компаратор: Лв = 24x(f/l + f/cм)4=0,6 10- пДж, Лп=(f/п+/п+ + -+-Ь'п/п)4=3 нДж. Поскольку полученное значение Лв меньше рассчитанного выше предельно достижимого, а Лп близко к своему предельному значению, то можно уверенно сказать, что такой компаратор в настоящее время не реализуем. 6.2. ОСОБЕННОСТИ ПРИМЕНЕНИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ КОМПАРАТОРОВ Основные схемы включения и параметры компараторов напряжения приведены в табл. П4 и на рис. П6. Наряду с общими требованиями по применению компараторов каждый из них обладает определенной спецификой работы и, следовательно, использования. Компараторы, получившие наибольшее распространение в микроэлектронной аппаратуре, можно разделить на четыре группы: общего применения (К521СА2, К521СА5), прецизионные (К521САЗ, К597САЗ), быстродействующие (К597СА1, К597СА2) и специализированные (К521СА1, К521СА4, К1121СА1, К1401СА1). Компаратор К521СА2 и его усовершенствованная модификация в плоском корпусе (К521СА5) отличаются средними показателями точности и быстродействия. Частыми причинами отказа от применения этих компараторов является их недостаточно высокая чувствительность (около 3 мВ) или отсутствие выхода, согласованного с КМОП схемами. Устранить оба недостатка без увеличения потребляемой мощности можно с помощью показанной на рис. 6.4 схемы. К выходу компаратора подключается эмиттер внешнего транзистора VT1, на базу которого подано напряжение, примерно равное пороговому (1...1,5 В) для ТТЛ схем. Транзисторы VT1 и VT2 образуют ДУ с генератором постоянного тока /г в цепи их эмиттеров, выполненным на транзисторе VT3. Как было показано выше, для полного переключения тока в ДК из одного плеча в другое необходимо, чтобы дифференциальное напряжение на базах транзисторов было больше 100 мВ. Таким образом, чтобы ток /р полностью переключился из цепи транзистора VT2 в транзистор VT1 или наоборот, необходимо изменить напряжение на базе VT2 на 100 мВ. Из этого следует, что при типовом для компараторов К521СА5 и К521СА2 коэффициенте усиления, равном 10, его чувствительность станет 0,1 мВ, что эквивалентно коэффициенту усиления З-Ю*. Поскольку цепь VT1 и R управляется переключаемым внутренним током компаратора, увеличения потребляемой .мощности не происходит. Кроме того, сигналы на выходе компараТора и дополнительного каскада совпадают по фазе. Для нормальной работы дополнительного каскада необходимо, чтобы выполнялось неравенство hR > f/n+-(f/on -0,5 В). Это значит, что при переключении тока в VT1 этот транзистор должен насыщаться при любых и R . Типовое значение тока h внутреннего генератора в компараторе равно 2 мА. Выходное напряжение лог. О будет равно f/o - 0,5 В, а лог. 1 - около f/ +. При изменении f/вых KSZ1CA5 (KSZICAZ) 72 В -I 15 в .J  Рис. 6.4. Схема согласования компаратора К521СА5 с КМОП логикой Рис. 6.5. Схема уменьшения напряжения смещения нуля в' компараторе K52ieA3 от напряжения лог. 1 до напряжения лог. О время переключения будет составлять примерно 50 не, т. е. почти не отличаться от собственного времени переключения компараторов. При обратном переключении из напряжения лог. О в лог. 1 время будет определяться постоянной времени цепи /?нСн, где Сн - емкость нагрузки, подключенной к f/вых. При работе компаратора на простейший КМОП элемент и f/,=9 В(7? = 5,1 кОм) это время не превышает 100 не. Варьируя значение Ut, можно получать любой величины диапазон изменения напряжения на выходе дополнительного каскада. В прецизионных компараторах К521САЗ, К597САЗ при обработке высокочастотных входных сигналов можно устранить влияние статистических ошибок введения низкочастотной ОС (рис. 6.5). Низкочастотные составляющие входного сигнала подавляются глубокой отрицательной ОС по постоянному току. Для высокочастотного входного сигнала сопротивление конденсатора С мало и действие отрицательной ОС отсутствует. Диод образует цепь заряда для конденсатора в фильтре нижних частот и уменьшает тем самым время восстановления нормального режима работы устройства. Если к этому времени не предъявляются особые требования, то диод можно исключить. Для исключения действия отрицательной ОС на чувствительность компаратора постоянная времени /?С-цепи должна быть больше периода входного сигнала, умноженного на коэффициент усиления компаратора. Приведенная схема с указанными номиналами элементов хорошо работает при частоте входного сигнала более 1 кГц. Необходимо иметь в виду, что сдвиг фазы в цепи ОС может превысить допустимую величину и это приведет к самовозбуждению компаратора. Последнее может случиться, например, при подключении к выходу осциллографа с большой входной емкостью. В то же время на логический элемент устройство может работать нормально. Современные полупроводниковые компараторы средней точности (К521СА1, К521СА2, К521СА5), содержащие быстродействующие дифференциальные каскады и формирователи уровней выходного напряжения, фактически работают как линейные усилители с чувствительностью в единицы милливольт. Поэтому с их помощью при медленно изменяющихся входных сигналах невозможно сформировать четкие фронт и спад выходного напряжения в присутствии на входе шумов или помех с амплитудами даже меньше 1 мВ. Объясняется это следующим образом. Указанные компараторы имеют коэффициент усиления /С^ л? 1000. Следовательно, для полного переключения их выходного напряжения f/вых (от О до 3 В или наоборот) необходимо изменить дифференциальный входной сигнал не менее чем на 3 мВ. При медленно изменяющихся входных сигналах входной сигнал может проходить зону чувствительности компаратора 1/4 = и^ых/К'и за время i, значительно большее t =lO не, т. е. при действии на входе шумов или помех компаратор, работающий как линейный усилитель в течение ч, будет усиливать их в 10 раз. Поэтому в течение всего времени на выходе компаратора напряжение будет произвольно колебаться с частотой входных флуктуации. Очень часто такой дребезг выходного напряжения недопустим, поскольку это приводит к погрешност[м в работе цифровой микросхемы, подключенной к выходу компаратора. Наиболее эффективным средством устранения влияния входных флуктуации напряжения [/ф, является так же как для ОУ, введение резисторной положительной ОС с выхода на неинвертирующий вход компаратора, т. е. введение гистерезиса передаточной характеристики. Если напряжение гистерезиса и,> Уф, то удается получить четкое переключение выходного напряжения независимо от скорости изменения входного дифференциального сигнала. Однако в этом случае, чувствительность компаратора ухудшается, так как определяется напряжением Ur>U4 и, хуже того, задержка переключения выходного напряжения становится зависимой от скорости изменения входного сигнала и мгновенного значения U,. Решить указанную выше проблему можно, включив добавочный усилитель в контур ОС компаратора для компенсации гистерезиса (рис. 6.6). Основным является компаратор А2, а компаратор А1 с транзисторами VT1, VT2 выполняют функцию добавочного усилителя, управляемого входным сигналом и переключающего сигналы в контуре ОС для компенсации гистерезиса [37]. Глубина положительной ОС компаратора А2 определяется отношением R/r, а компаратора А1 - отношением 2R/3r. Напряжение гистерезиса компаратора А2 добавляется ко входному сигналу Ubx либо вычитается из него в зависимости от полярности Ubx- с помощью компэрзтора А1 можно устранить влияние гистерезиса компаратора А2 на его чувствительность соответствующим подбором компенсирующего сигнала, поступающего из цепи транзисторов VTl, VT2. При этом не ухудшается помехоусточивость А2. Например, установив г= 150 Ом, а = 15 кОм, получим исходное  Рис. 6.6. Схема компенсации влияния гистерезиса на точность регенераторных компараторов Рис. 6.7. Схемы компараторов с гистерезисом передаточной характеристики, введенным по цепям регулировки смещения (а) и входу (б) 0,1м к  15 В 4,7к  K521CAZ значение напряжения гистерезиса А1, равное 30 мВ (при амплитуде выходного сигнала компараторов 3 В), помехоустойчивость 15 мВ, а чувствительность к изменениям входного напряжения составит 5 мВ, т. е. в 3 раза выше, чем у обычной схемы. Последнее справедливо только для [/вх> О, f/on> 0. Получить максимальное значение чувствительности можно подстройкой резистором /? компенсирующего сигнала. Отрицательное напряжение, необходимое для компенсации напряжения смещения компаратора А2, формируется транзисторным усилителем на VT3, VT4. В прецизионных компараторах отсутствует размытость фронта и спада выходного импульса, если входной сигнал проходит зону чувствительности за время меньше 4, сопротивление источника входного сигнала меньше 1 кОм и выводы для подключения напряжения питания защунтированы конденсаторами емкостью больше 0,1 мкФ. В случае высокоомного источника (больше 10 кОм) входного сигнала, медленных его изменениях, отсутствии конденса- -роров, щунтирующих выводы питания, или размещении этих конденсаторов на плате вдали от компаратора генерируется пачка импульсов на его выходе. Для одного из наиболее распространенных в аппаратуре компараторов К521САЗ известны специальные методы улучшения переходной характеристики в перечисленных выше неблагоприятных режимах работы. В отличие от компараторов средней точности серии К521 в прецизионном компараторе К521САЗ имеются специальные выводы 5 и 6 для регулировки смещения нуля. Эти выводы можно использовать для введения положительной ОС, не затрагивая входы компаратора (рис. 6.7, а). В этой схеме цепь регулировочных резисторов R1, R2 может быть исключена, если не производится подстройка напряжения смещения нуля. При высокоомных резисторах на входах компаратора целесообразно между выводами 2 и 3 включить шунтирующий конденсатор С/ емкостью 100... 1000 пФ. Указанные на схеме сопротивления резисторов R3, R4 обеспечивают напряжение гистерезиса 1...2 мВ. При этом изменение напряжения на резисторе R3, равное 0,25 В, изменяет ток в цепи вывода 5, вводя гистерезис по току во входном каскаде компаратора. Показанная на схеме цепь R1R2 позволяет регулировать напряжение смещения нуля в диапазоне ±8 мВ. Чтобы увеличить напряжение гистерезиса, т. е. нечувствительность компаратора ко входным сигналам, следует,увеличить сопротивление R4. Для компараторов, не имеющих специальных выводов для регулировки напряжения смещения нуля, рекомендуется при введении положительной ОС использовать дополнительный делитель, подключенный к источнику отрицательного напряжения (рис. 6.7, б). Резисторный делитель R1R2 обеспечивает отрицательное напряжение смещения неинвертирующего входа компаратора. Благодаря этому напряжение гистерезиса, равное UbuxRs/Ri, смещается ниже нуля на величину, равную Ui/Rq. Таким образом, нижняя граница гистерезиса определяется напряжением UiiR\/R2y а верхняя равна Usu.Rz/Ri + U;i/R2. Прецизионный однопороговый компаратор можно построить и на сдвоенном компараторе средней точности К521СА1 несмотря на его сравнительно с ОУ низкое усиление (/Су 10). Благодаря действию высокочастотной положительной ОС компаратор на рис. 6.8 имеет чувствительность около 0,1 мВ. Компаратор А1 сравнивает входной сигнал с напряжением t/or- Сигнал, возникающий в момент равенства этих напряжений, снимается с общего выхода обоих компараторов и подается на инвертирующий вход компаратора А2. В результате действия положительной ОС выходное напряжение компаратора К521СА1 полностью переключается и сохраняется в течение времени спада напряжения на инвертирующем входе А2 до 5 мВ. После этого компаратор самопроизвольно возвращается в исходное состояние, если /вх -f/on<5 мВ. При входном сигнале. 12 в K5Z1CA1  KPtmBH] Рис. 68 Схема прецизионного компаратора на базе K52ICA1  Рис. 6.9. Схема компаратора на таймере период которого меньше 2iiRC, выходное напряжение переключается в соответствии с изменением полярности напряжения (f/вх-f/on), а чувствительность около 0,1 мВ при отрегулированном f/см- Компаратор с регулируемым гистерезисом передаточной характеристики и значительно большим, чем в К521САЗ, выходным током можно построить на таймере КР1006ВИ1 (рис. 6.9). Опорное на пряжение f/on, подаваемое на вывод 5, устанавливает верхний порог срабатывания. Величина гистерезиса передаточной характеристики для этой схемы равна f/,. = f/on(l-R\/R2)/2. Когда выходной сигнал достигает величины верхнего порога срабатывания компаратора, т. е. f/on, то на выходе таймера устанавливается напряжение, близкое к нулю. Если после этого входное напряжение уменьшится относительно f/on на величину f/,-, то на выходе вновь установится высокое напряжение. Величину гистерезиса, а следовательно, и нижний порог срабатывания компаратора можно регулировать с помощью резистора R. В отличие от предыдущих схем регенеративных компараторов в приведенной напряжение гистерезиса пропорционально f/on- Выходной ток таймера может быть увеличен до 200 мА (по сравнению с 50 мА в компараторе К521САЗ). В дополнение к низкоомному мощному выходу (вывод 3) таймер имеет выход с открытым коллектором (вывод 7), аналогичный выходу К521САЗ. Ток по цепи вывода 7 может быть равен 200 мА. 6.3. СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ КОМПАРАТОРЫ НА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ Если при сравнении низкочастотных сигналов с высокой точностью (десятки микровольт) требуется минимальная потребляемая мощность, использование ОУ оказывается часто предпочтительнее применения полупроводниковых компараторов. В этом случае время восстановления будет существенно зависеть от полосы пропускания и скорости нарастания выходного напряжения ОУ. Поэтому, применяя ОУ с внешней коррекцией, необходимо помнить, что при 1 ... 14 15 16 17 18 19 20 ... 38 |