Главная » Книги и журналы

1 ... 13 14 15 16 17 18 19 ... 38

зистор изменяется прямо пропорционально изменению t/вх- Напряжение на эмиттере VTJ равно гУвх(1 +R2/R1), следовательно, протекающий через VTJ ток /т= t/Bx(l+ /?2/i) ?3. Этот ток, так же как ток из цепи ОС ОУ, протекает через стабилитрон VD4 и поступает в цепь нагрузки R . Ток /у в цепи питания ОУ и ток / в цепи организации плавающего питания для ОУ изменяются в зависимости от напряжения Увых на Rh. Поскольку в цепь организации плавающего питания ОУ включен генератор постоянного тока на базе полевого транзистора VT3, то изменения / незначительны. Снизить до минимума можно и изменения тока /у в зависимости от t/вых и, следовательно, тока в резисторе /? . Для этого VT1 можно заменить составным транзистором, тем самым практически исключив влияние-тока /т на /у. За счет этого можно снизить до долей процента ошибку, обусловленную изменением токов во вспомогательных цепях схемы при изменении Lbx и /г.

Поскольку цепь плавающего питания ОУ связана с R , изменение выходного Напряжения является изменением отрицательного напряжения питания ОУ. Это изменение напряжения б'вых передается по цепи стабилитронов VD2-VD4 на базу транзистора VT3 и затем поступает на ОУ в цепь подключения положительного источника питания. Диод VD2 введен в схему, чтобы скомпенсировать падение напряжения на эмиттерно-базовом переходе VT3. Благодаря этому на ОУ подается симметричное напряжение питания, равное сумме падений напряжений на стабилитронах VD3, VD4. Поэтому должны выбираться стабилитроны с таким расчетом, чтобы при заданном обеспечить максимальное напряжение

питания ОУ, но вместе с тем и требуемый диапазон изменения Ивых- Включение диода VD1 в схему исключает протекание через Rh тока, при котором требуется больше действующего.

Чтобы установить желаемое значение постоянной составляющей тока /выхо = /т+/у + /р, к эмиттеру транзистора VT3 подключается цепь регулировочного тока /р, построенная на резисторе Rb. Изменение тока /выхо в зависимости от температуры вносит основную температурную погрешность в работу передатчика. Например, протекающий по цепи питания ОУ ток /у может изменяться на 25% при изменении температуры окружающей среды в диапазоне -55... -fl25°C. Дополнительную погрешность вносит дрейф тока h, обусловленный температурным дрейфом Пси в ОУ. Температурный дрейф^у возрастает при увеличении отношения резисторов R/Ri- Дрейф тока /п минимизируется выбором величины / , при которой минимален температурный дрейф стабилитронов VD3, VD4.

В прецизионном передатчике (рис. 5.2) для уменьшения влияния температурного дрейфа тока /выхо используется его коменсация с помощью соответствующего изменения коэффициента передачи усилителя на AJ, т. е. тока /у, протекающего через R3. В этой рхеме плавающее питание для А1 организовано цепью, построен-

7 уиз VTI

Рис. 5.2. Схема прецизионного усилителя сигнала в двухпроводной линии связи

ной на А2. Как и в.предыдущей схеме, ,на базе Л/ реализован преобразователь напряжения И^у. в ток /т транзистора VTi. Поскольку в этой схеме отрицательное плавающее напряжение питания подается на эмиттер транзистора VT1, то потенциал этого эмиттера остается неизменным. Однако изменяется в зависимости от Увых ток через R3 и сигнал ОС подается на Л/ также с /?н-Вследствие двойного фазового сдвига Иы. сигнал ОС подается на инвертирующий вход А1 для обеспечения устойчивой работы схемы. Для нормальной работы схемы необходимо одновременное смещение по напряжению выхода и входов А1. Требуемое напряжение смещения по постоянному току выхода А1 достигается включением в схему стабилитрона VD3, а необходимое смещение рабочей точки по входу А1 обеспечивают резисторы R2, подключенные к неинвертирующему входу ОУ.

Положительный входной сигнал t/ex усиливается в (2--i?2 ?i) раз обеспечивая пропорциональное изменение тока через VTt. Изменения токов через R2 и R3 под воздействием Увх вызывают изменение напряжения на /? . Протекающий при Увх=0 ток /выхо изменяется под действием дестабилизирующих факторов значительно слабее в описываемой схеме благодаря действию корректирующей ОС. Сказывается лишь изменение тока в цепи R2, подключаемой к R. Это происходит из-за изменений плавающего напряжения питания, вызванных конечным значением коэффициента подавления нестабильности питания посредством А2 и током^ протекающим в цепь VD2 через R6. Однако влиянием этих ошибок в большинстве случаев можно пренебречь. Чтобы снизить действие погрешности из-за изменения тока через R2, целесообразно увеличить сопротивление обоих резисторов R2. Значение плавающего

напряжения питания Л/равно 26ст, а ток через VD2 раен Ucr/Re-Для повышения устойчивости схемы к самовозбуждению цепи питания А! зашунтированы конденсатором С1.

5.4. ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА ЗВУКОВЫХ И ВИДЕОСИГНАЛОВ

Методы цифровой обработки сигналов только начинают применяться в области звуковой техники [2]. Большинство разработок в области цифровой обработки звуковых сигналов направлено на совершенствование одного из звеньев в цепи аппаратуры записи или передачи звука. И только немногие разработки предназначень} для принципиальной замены отдельных звеньев. К последним относятся цифровые ревербераторы, устройства сжатия динамического диапазона и подавления шумов, ограничители и др. Наибольшее распространение эти устройства получили пока в цифровых магнитофонах и системах передачи звуковых сигналов. Однако при простоте идеи цифровой обработки эти устройства оказались достаточно сложными по составу аппаратуры. Б последние годы были также созданы цифровые синтезаторы и микшерные пульты. Существенную роль во всех этих устройствах играют ЦАП и АЦП, качество работы которых во многом определяет конечный результат последующей цифровой обработки сигналов. Требования, имеют свою специфику. Так, особое внимание уделяется быстродействию, в то же время вполне доступные 12-разрядные преобразователи могут обеспечить отношение сигнал-шум около 70 дБ, что вполне достаточно для многих случаев. Ошибки квантования в АЦП можно представить в виде последовательности случайных величин с равномерным законом их распределения. Тогда эти ошибки образуют стационарный белый шум, эквивалентный обычному шуму, свойственному аналоговым системам обработки звуковых сигналов [36]. Уровень этого шума определяет минимальный воспроизводимый или принимаемый сигнал, а следовательно, максимальный динамический диапазон системы. Гармоники, возникающие при квантовании, и образуемые ими составляющие частоты создают при воспроизведении звуковых сигналов существенные искажения, называемые шумом дробления. Для устранения неприятных звуковых эффектов, связанных с шумом дробления, можно увеличить число разрядов АЦП настолько, чтобы исчезли неприятные звуковые эффекты. Неприятные звуковые эффекты при цифровой обработке возникают и тогда, когда входной сигнал АЦП превышает уровень опорного. Эти эффекты можно исключить, ограничив изменение входного сигнала, например, на уровне, меньшем на 3 дБ, чем опорный. Запас по амплитуде необходим, чтобы исключить влияние разброса параметров аппаратуры. Во многих случаях для исключения искажений этого вида на входе АЦП используется эспандер, сжимающий передаточную характеристику источника сигнала (см. гл. 4).

Наибольшие проблемы при выборе АЦП для систем цифровой обработки звуковых сигналов вызывает определение оптимального быстродействия АЦП. Обычно считается, что оптимальным является такой АЦП, у которого конечное значение времени преобразования не воспринимается на слух. Такой подход говорит о том, что аналитическое сравнение различных АЦП в звуковой системе пока затруднено, но можно воспользоваться психоакустическим подходом к проблеме выбора точности и быстродействия АЦП. Для этого нужно глубокое понимание сути и причин психоакустических эффектов, создаваемых различными видами по-1решносгей iipeo6pa:joB.4hhh. Однозначные количественные соотношения здесь пока не получены несмотря на большое количество литературы, где описываются различные эффекты цифровой обработки звуковых сигналов, но в основном качественно. В [2] показано, что оптимальный АЦП для одной монофонической программы, выбранный на основе психоакустического подхода, должен иметь пропускную способность С(>0,15 Мбит/с при разрядности Л^>12 (см. гл. 1). Эффект использования такого АЦП примерно втрое лучше, чем 15-разрядного АЦП с временем преобразования 30 мкс, и вдвое лучше, чем узла сжатия передаточной характеристики на входе еще более медленного АЦП той же разрядности.

, Важнейшей областью техники обработки звуковых сигналов является запись. В современных системах хранение и запись звуковых сигналов осуществляются на магнитной ленте. Каждое воспро изведение записи на обычном аналоговом магнитофоне приводит к ухудшению сигнала из-за износа ленты. Магнитные материалы, из которых делаются пленки, восприимчивы к аддитивным шумам и имеют нелинейные передаточные характеристики. В лучшем случае в режиме записи ленты обеспечивают отношение сигнал-шум 70 дБ. Существенные искажения могут внести эксцентриситеты во вращающихся частях лентопротяжного механизма, создающие частотную модуляцию сигнала. Влияние этих и других искажений .существенно ослабляется при переходе к цифровым магнитофонам, требующим качественной записи сигналов (у которых допустимо значительное изменение длительности) с амплитудой не единицы милливольт, а единицы вольт. Уже сейчас такие магнитофоны практически вытеснили аналоговые в студийной и профессиональной аппаратуре.

В цифровых магнитофонах отфильтрованный аналоговый сигнал поступает на АЦП с УВХ на входе и преобразуется либо в последовательные, либо в параллельные потоки цифровых величин. Эти пото1>и уплотняются, т. е. повышается частота их следования, и затем окрашиваются , т. е. в них вводятся цифровые коды распознавания и синхронизации. Полученная цифровая информация с сигналами звукового диапазона записывается на магнитную ленту. Информацию можно закодировать так, что она будет доступна только при воспроизведений на определенном

магнитофоне либо при предварительном исполнении программы раскодирования. Для цифровой записи используют помехоустойчивые коды, обеспечивающие исправление ощибок, которые могут возникнуть при записи информации и хранении ленты. Исправление, ошибок основано на введении дополнительных информационных разрядов. Одним из наиболее распространенных кодов с исправлением ошибок является код Хемминга. Кодируемая информация разбивается на /е-разрядные слова. Затем определяются значения п-k избыточных разрядов, которые вводятся в передаваемое из кодера слово. Чтобы ошибка в любом из п разрядов слова обнаруживалась однозначно исходя из состояния п-k разрядов, необходимо, чтобы выполнялось неравенство /12 *-1. Преимуществом цифровой записи являются и расширенные функциональные возможности по обработке речевых сигналов за счет программно-управляемых операций редактирования и монтажа записей, реверберации, простоты создания эффекта хора и т. д.

Экспериментально установлено, что при воспроизведении звуковых сигналов, представленных в цифровой форме, необходим АЦП на 14 разрядов. При этом получается динамический диапазон примерно 85 дБ, и лишь немногие слушатели обнаруживают искажения, вызванные шумом дробления. Были разработаны методы, как сделать в этом случае шум дробления неза1метным. Один из них заключается в том, чтобы подать на вход АЦП вместе с полезным сигналом белый шум, уровень которого вдвое превышает среднеквадратическое значение шума дробления. Вторым методом является подача на вход АЦП меандра сигнала с частотой, вдвое меньшей частоты дискретизации. В этом случае амплитуду прибавляемого меандра можно уменьшить на 6 дБ и тогда общий уровень шума увеличится не вдвое, а только на 2 дБ. Таким образом, было установлено, что добавление меандра на вход позволяет уменьшить динамический диапазон невосприимчивости шума дробления до 78 дБ, что соответствует АЦП с 13 разрядами. Сегодня АЦП с такой разрядностью обычно и используются в цифровых магнитофонах, поскольку применяемые даже в студийных условиях магнитные ленты имеют, как правило, динамический диапазон, не превышающий 75 дБ.

Современные системы цифровой записи со встроенным быстродействующим микропроцессором обеспечивают программно-управляемые редактирование и монтаж записей музыкальных программ, введение реверберации, сжатие и расширение динамического диапазона, выравнивание спектров принятых сигналов, подавление шумов без уменьшения динамического диапазона и т. д. В результате значительно улучшено качество профессиональных звуковых систем, полученные новые звуковые эффекты, не достижимые в аналоговой технике.

Наряду с цифровой обработкой звуковых сигналов в последние годы активно развиваются цифровые системы обработки изоб-

ражения. Этому способстовало быстрое совершенствование микросхем, особенно в части повышения степени интеграции функций на кристалле. Появление недорогих быстродействующих АЦП и ЦАП, аналоговых микропроцессоров, однокристальных микроЭВМ, БИС оперативной и постоянной памяти большой емкости способствовало интенсивному внедрению цифровых методов обработки сигналов видеочастотного диапазона. При цифровой обработке изображения особое внимание уделяется особенностям системы зрения человека: нелинейности характеристики восприятия яркости света (по логарифмическому закону), полосовому характеру воспринимаемого диапазона частот, ограниченности воспринимаемого светового потока. Любое изображение содержит много избыточной информации. Эта избыточность приводит к ненужным затратам энергии и повышению стоимости. Ширина полосы частот, необходимая для передачи изображения в виде цифровых сигналов, зависит от числа выполняемых выборок, разрядности цифровых слов, времени передачи и мощности сигнала передатчика. Оптимальный выбор этих характеристик является важной задачей по снижению себестоимости цифровых систем обработки изображения и в конечном счете расширению их внедрения.

Избыточность информации, содержащейся в изображении, может быть описана функцией корреляции между выборками, что основано на взаимной прогнозируемости близлежащих выборок. Устранение или уменьшение коррелированности близлежащих выборок и является основной проблемой организации цифровой обработки изображения. После получения сжатой видеоинформации следующие две операции (аналого-цифровые преобразования и кодирование) являются тривиальными.

В основу решения проблемы устранения избыточности информации, содержащейся в изображении, положены следующие соображения. Если выборки изображения образуют двухкоординат-ную сетку с числом узлов МХМ и каждая выборка представлена п-разрядным цифровым кодом, то для обработки изображения без потери информации потребуется MN двоичных разрядов. Чтобы определить объем избыточности информации, содержащейся в М N разрядах, обычно строится гистограмма яркости изображения и вычисляется соответствующая энтропия. Поскольку Л/-разрядное цифровое слово содержит информацию о 2 уровнях квантования входного аналогового сигнала, то требуется анализ всех выборок, чтобы подсчитать, сколько раз повторяется каждый уровень квантования. По результатам подсчетов строится гистограмма яркости изображения, содержащая информацию о числе М,-каждого уровня в изображении. Плотность вероятности pi появления каждого уровня получают делением М,- на М^. Тогда энтропию каждого уровня можно получить из обычного выражения

Д=- p/log2(p,)- Число Д определяет число разрядов, прихо-158

дящихся на один узел изображения. Обычно Д<.М и равно примерно 1 разряду/узел. Этот результат говорит о том, что массив М N можно сократить без потери информации об изображении до I разряда/узел и тем самым существенно упростить аппаратурную реализацию системы цифровой обработки изображения.

Цифровая обработка изображения является специальной областью техники, которая строится на базе развитого математического аппарата обработки изображения. Кроме обычного цифрового телевидения цифровая обработка изображения переживает сейчас активное развитие в системах специального назначения. Особое место здесь занимают радиолокация, гидролокация, системы наведения и системы слежения за реальными процессами. Все это отдельные области техники, развитые на цифровых методах обработки сигналов, но обычно с сохранением традиционной идеологии' построения систем. Для знакомства с особенностями цифровой обработки сигналов в таких системах необходимо обращаться к специальной литературе [2]. НиЖе в гл. 10 и 12 рассмотрены более общие примеры применения программно-управляемой цифровой обработки аналоговых сигналов.

КОМПАРАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ

Компараторы занимают промежуточное положение между аналоговыми и цифровыми микросхемами и являются простейшими АЦП. По массовости применения в микроэлектронной аппаратуре и номенклатуре компараторы уступают среди аналоговых микросхем только ОУ. Компараторы можно отнести к специализированным ОУ, в которых нормальным является нелинейный режим работы каскадов. Компараторы предназначены для сравнения входного сигнала с опорным. При этом в зависимости от того, больше входной сигнал опорного или меньше (на доли милливольта), на выходе компаратора за минимальное время должно установиться напряжение лог. О или лог. 1. Приемниками выходных сигналов компараторов обычно являются логические схемы. Поэтому выходные напряжения каждого компаратора согласуются с ТТЛ, ТЛЭС или КМОП схемами.

Точность измерения компаратора характеризуется напряжением, на которое необходимо превысить уровень опорного, чтобы выходное напряжение достигло порога срабатывания логической схемы. Точностные параметры компараторов аналогичны параметрам ОУ.

Быстродействие компараторов принято характеризовать временем переключения t . Это промежуток времени от начала сравнения до момента, когда выходное напряжение достигает порога сраба-

100 105

Рис. 6.1. Переходные ха- Рис. 6.2. Обобщенная структурная схема ком-рактеристики компара- паратора

тора

тывания логической схемы. При использовании стандартной методики измерения (рис. 6.1), когда на один вход подается напряжение перегрузки, равное 100 мВ, а на другой - перепад напряжения той же полярности, но большей амплитуды, время 4 отсчи-тывается с момента, когда величины перегрузки и импульсного напряжения сравниваются. Разница между амплитудами перепада напряжения и сигнала перегрузки называется напряжением восстановления. Обычно время переключения приводится для напряжения восстановления U\=b мВ.

Время переключения компараторов можно разбить на две составляющие: время задержки U и время нарастания 4 до порога срабатывания логической схемы. Используя для построения компаратора обычные ОУ без ОС, независимо от быстродействия последних трудно получить время переключения меньше 1 мкс, причем основной его составляющей будет задержка. Объясняется это тем, что в режиме перегрузки, нормальном для компаратора, как правило, насыщаются транзисторы усилительных каскадов ОУ. Поэтому после снятия перегрузки требуется значительное время для рассасывания накопленного в базах транзисторов заряда. Это является основной причиной разработки специализированных интегральных компараторов напряжения с временем переключения менее 100 не.

При проектировании компаратора с предельным для данной технологии изготовления сочетанием точности, быстродействия и потребляемой мощности можно воспользоваться пороговой Лв и удельной Лп энергиями в качестве целевых функций оптимизации (см. гл. 1), где Лв и Лп - энергии, затрачиваемые на входе компаратора и в цепи его питания за время переключения Ивых от напряжения лог. О до лог. 1 или наоборот. Подобно ОУ в компараторе обычно три каскада (рис. 6.2): входной дифференциальный усилитель (ДУ1), промежуточный усилитель ДУ2 и выходной формирователь ВФ.

в полупроводниковых компараторах, предназначенных для точного (с относительной погрешностью меньше 10~) сравнения быстроменяющихся сигналов большой^ амплитуды, ДУ работают в нелинейном режиме в течение переключения выходного напряжения. Основным узлом современных компараторов являются ДУ с резисторной нагрузкой. Особенно противоречивы требования к параметрам элементов и режиму работы входного ДУ, который определяет входные параметры компаратора (входные токи, напряжение смещения нуля, их температурные дрейфы и т. д.) и должен за минимальное время при минимальной потребляемой мощности обеспечить максимальный сигнал для переключения промежуточного усилителя.

6.1. МИКРОСХЕМОТЕХНИКА КОМПАРАТОРОВ И ИХ ПРОЕКТИРОВАНИЕ С ОПТИМАЛЬНЫМИ ПАРАМЕТРАМИ

Основные схемотехнические различия современных компараторов заключены в ВФ [30]. Последний может быть эмиттерным повторителем (К521СА2, К521СА1, К521СА5), одновходовым (К521САЗ) или дифференциальным (К597СА1) усилителем, логическим элементом (К597СА2, К521СА4) и т.д. Однако независимо от конструкции ВФ должен быть усилителем мощности, формирующим на выходе компаратора соответствующие уровни напряжений и° или f/. Из сказанного следует, что задачу проектирования компаратора с оптимальными параметрами можно свести к оптимизации структуры из двух последовательно включенных ДУ с учетом входных параметров ВФ.

При f/Bx.a= 11/ >>3фт токи h и /2, протекающие через ДУ1 и ДУ2, почти полностью переключены в одно из плеч, а напряжения на выходах каскадов установлены в соответствующие крайние уровни (см. § 2.1). Это исходное состояние компаратора. Затем полярность f/вх.д меняется и на входе устанавливают небольшое дифференциальное напряжение f/i = 5 мВ, при котором обычно измеряется tn современных компараторов напряжения (см. рис. 6.1). В этом случае для полного переключения тока /2 в другое плечо ДУ2 (это обеспечит максимальное изменение тока в его нагрузке и, следовательно, минимальное время переключения входного напряжения) необходимо, чтобы дифференциальное выходное напряжение ДУ1 изменилось от исходного -hRi до U2 = 2((>j ([/2~4фт, если на входе ДУ2 использованы составные транзисторы). Последнее происходит под действием изменения тока в нагрузке ДУ1 Z, = 7?i (1/pCi) на величину A/ i = /i (1 +/Q, где /?, = ;?Ki/?Bx2. Л:=№(г/,/2фт).

Предполагая вначале, что транзисторы ДУ безынерционные, будем считать A/ i идеальным перепадом тока в нагрузке Zi. Тогда задержку t u вносимую ДУ1, определим, приравняв ори-

гинал от ZiA/ i/pk/i7?i + f/2, получив таким образом аналогичное (2.1) выражение, из которого следует, что [31]

4, = /?.С, In [(1 + \/Ю/{\ - U21 KhRi)]. (6.1)

Поскольку в ДУ1 для исключения погрешности, вносимой ДУ2, выбирается Ки\, то U22(pj.<IiRi. Поэтому для расчета / 2 целесообразно считать, что в момент 4i на вход ДУ2 поступает идеальный перепад напряжения U2. Тогда t 2 можно определить аналогично t \, учитывая только, что для ДУ2 /(ж 1 и

tr.2R2C2\n[2/{l-U3/l2R2)l (6.2)

где R2 = Rk2 Rbx Z, Rk2 - сопротивленис резисторов в коллекторных цепях транзисторов ДУ2; Rbxs-входное сопротивление ВФ; С2 - емкость конденсаторов, действующих на выходах ДУ2; U3 - минимальный диапазон изменения выходного напряжения ДУ2 от исходного значения (при Ubx.rUh) До величины, требуемой для полного переключения тока в нагрузке формирователя.

Общее время переключения двух ДУ и ВФ без учета инерционности транзисторов ДУ

4=(l+X)(4i + 42), (6.3)

где Я,=/пз/(41 + 42) - коэффициент, учитывающий' увеличение t из-за задержки 4з в ВФ. Обычно стремятся обеспечить Я,<С1, чтобы ВФ не вносил дополнительной задержки.

Полезная мощность, затрачиваемая источником дифференциального входного сигнала на переключение ДУ1,

PBx = 2/Bx(l+/0(f/, + f/cM)/.(f/. + f/cM) Z213- (6.4)

Выражение для энергетического порога чувствительности компараторов напряжения, используя (6.1) - (6.4) и учитывая, что Лв = Рвх4, запишем в виде

(6.5)

Осуществив замену KIiRi/V2 = M в первом слагаемом и hR2/U3 = N в множителе второго слагаемого в квадратных скобках выражения (6.5), можно рассчитать, что первое и второе слагаемые имеют минимумы, равные соответственно (/i/ni)mm = 5,3f/2Ci ( и

(/242)тт = 2,7[/зС2 ПрИ

М = 1,3 И Л^=1,7. (6.6)

Таким образом, при выполнении (6.6) достигается минимум Ав, зависящий от отношения токов h/h, а не от их абсолютных величин, равный

Лв = 5,3 ( 1 + /С) ( 1 + X) ( t/, + f/ем) f/2C, ( 1 + Д/, 2) 2.3, (6-7)

где Д = Л:[/зС2/2[/2С,.

1 ... 13 14 15 16 17 18 19 ... 38