Главная » Книги и журналы

1 ... 11 12 13 14 15 16 17 ... 38

циональной схемы (рис. 4.46). Выполняемая математическая операция записывается в следующем виде: [/оых = <7on(t/! Le)/[l+ +{Uy/lJzy-]=(2Uou/n)tgr\lJy/Uz). Средняя ошибка вычисления в этой схеме около 1%, но она, как'правило, значительно больше 1% при малых значениях Uy, Uz (равных 10 ... 50 мВ) из-за действия напряжений смещения нуля ОУ. Использование ОУ в цепи ОС может привести к самовозбуждению устройства, исключить которое можно увеличением емкостей корректирующих конденсаторов в логарифмических усилителях многофункциональной схемы (см. рис. 4.44) либо включением корректирующего конденсатора между выходом и входом ОУ.

Динамические и точностные параметры рассмотренных выше схем существенно зависят от амплитуды входных сигналов. Объясняется это тем, что все они базируются на логарифмических усилителях. Поэтому целесообразно на входе каждой из рассмотренных схем, выполняющих тригонометрическую функцию, включать предусилитель для увеличения размаха входного сигнала до максимального значения (обычно 10 В при напряжении питания ОУ, равном ±15 В).

Вычисление длины вектора является одной из распространенных задач при проектировании систем автоматического управления и может также быть осуществлено с помощью многофункциональной схемы. Эту операцию, определяемую выражением 6вых = = N/0x1 + 6x2. выполняет устройство, схема которого показана на рис. 4.47. Эта схема состоит из умножителягделителя, двух ОУ и резисторов с одинаковыми сопротивлениями. Сопротивление резисторов целесообразно выбирать в диапазоне 2...51 кОм. Дифференциальный усилитель А2 формирует выходной сигнал и обеспечивает суммирование сигналов. Возведение в квадрат напряжений Lbxi, вх2 и извлечение квадратного корня реализуются цепью умножителя-делителя и усилителя Al. Преимущество использо-

У &

ёых

Рис. 4.46. Схема для вычисления арктангенса угла

Рис. 4.47. Схема для вычисления длины вектора

вания цепи ОС с выхода на вход z умножителя-делителя состоит в уменьшении влияния ошибок ОУ и расширении диапазона входных сигналов. Недостатком схемы является появление дополнитель ных фазовых сдвигов, вводимых активной цепью ОС на ОУ. Следствием этого является сложность настройки схемы при достижении ее предельного быстродействия. Если требования к быстродействию выполнения операции не предъявляются или частота входных сигналов меньше 1 кГц, то исключить самовозбуждение устройства поможет конденсатор С 1мкФ. Чем больше значения сопротивлений R, тем меньшая емкость С требуется. Если в схеме использованы ОУ с внешней коррекцией (например, К153УД2, К153УД4), то устойчивой работы устройства можно добиться увеличением емкости корректирующих конДенсаторов выше рекомендуемых для этих ОУ значений.

4.8. ВЗАИМНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ АНАЛОГОВЫХ ВЕЛИЧИН

При проектировании микроэлектронной аппаратуры обработки аналоговых сигналов часто требуется перейти от одного вида налогового сигнала к другому. В этих случаях используются схемы взаимного преобразования аналоговых величин, к которым относятся напряжение, интервал времени, ток, сопротивление, температура и т. д. Большинство этих схем в настоящее время реализуется на ОУ, таймерах и перемножителях.

..Преобразователи напряжения в ток обычно обеспечивают более качественное решение задачи в измерительных системах, системах обработки сигналов, при передаче сигналов по длинным линиям, при работе ОУ на индуктивную нагрузку и т. д. Ниже описаны одно-и двухполярные преобразователи, используемые как для заземленной так и для незаземленной нагрузки.

В простейших однополярных преобразователях (рис. 4.48) усилитель управляет выходным транзистором. Током / можно управлять по входам Lbx и Различие в управлении по этим входам обусловлено только разницей их входных сопротивлений. По входу [/вх входное сопротивление определяется ОУ, а по входу Ln оно равно R. Диоды в этих генераторах тока обеспечивают надежный

Рис. 4.48. Схемы генераторов втекающего (а) и вытекающего (б) токов

R5 1М

R6 2к

R4 510

R3 25,5 к

R2 51

Рис. 4.49. Схемы прецизионного (а) и мощного (б) генераторов тока

выход ОУ в линейный режим работы после включения источника питания. Ток, принимаемый от нагрузки генератором на рис. 4.48, а, равен Uex/lhiBR, а отдаваемый в нагрузку в схеме на рис. 4.48, б вх21б/. где hiiB - коэффициент передачи эмиттерного тока в выходных транзисторах.

Практически исключить влияние /Zjib и U на / можно, соединив последовательно показанные на рис. 4.48 схемы (рис. 4.49, а). В этом случае напряжение на неинвертирующем входе А2 будет равно Un~UsxhiBR2/Ri, а ток /н = /22б^?2вх/Л^1б^?1?з уже не будет зависеть от U . Если /г21Б = 21Б. то неидеальность транзисторов т&кже не влияет на / . Влияние Л21Б на / в преобразователях можно существенно уменьшить или даже исключить использованием составных транзисторов либо полевого транзистора вместо биполярного. Во втором случае выходное сопротивление генератора тока значительно больше. Однако при использовании полевых транзисторов максимальный ток / ограничен током насыщения. Одновременно с этим большое выходное сопротивление сохраняется лишь до частоты около 1 Гц из-за действия больших паразитных емкостей полевого транзистора.

Способ компенсации действия hi, реализованный в схеме на рис. 4.49, с, целесообразно применять, если возможно использование идентичных по параметрам транзисторов, например 1НТ591 или 198НТ1. Однако максимально допустимый ток в этих транзисторах равен 10 мА. Если требуется обеспечить ток / 10 мА, то для уменьшения влияния Л.,б на зависимость / от Увх и увеличения выходного сопротивления схемы рекомендуется ввести в нее дополнительные резисторные делители (рис. 4.49,6). В этой схеме изменения базового тока преобразуются в напряжение на резисторе R4 и, передаваясь на вход ОУ по цепи ОС, компенсируются [4]. Чтобы обеспечивалось указанное выше улучшение параметров преобразователя, необходимо выполнить условия /?5/6 = ?з ?2 = /?4/

Rl. Чтобы обеспечить изменение напряжения на коллекторе тран-

зисторов в возможно большем диапазоне, в показанной на рис. 4.49, б схеме Lbx<50 мВ.

В схемах на рис. 4.48 ОУ можно заменить полупроводниковым компаратором, если допустимы небольшие флуктуации тока / . Для этого выход компаратора подключается к базе транзистора через /?С-цепь, в которой резистор зашунтирован диодом. Необходимость в такой схеме может возникнуть, если в разрабатываемом приборе имеются неиспользованные микросхемы в счетверенном компараторе и нет места для установки дополнительного ОУ.

В табл. 4.6 приведены схемы двухполярных преобразователей напряжение-ток для заземленной нагрузки. Схема а табл. 4.6 имеет низкое входное сопротивление, а использование положительной ОС может вызвать самовозбуждение ОУ. Чтобы устранить самовозбуждение, можно зашунтировать резистор R2 конденсатором. Эти недостатки устранены в схеме б табл. 4.6 благодаря применению двух ОУ с общей отрицательной ОС.

Таблица 4.6

Двухполярные преобразователи напряжения в ток для заземленной нагрузки

Схема

VxIRi при

., /Ro.c Лз\

при \+- =

R3 R5R0.c

R,Ro

I+R2/R3 R2R4

R2 R2R4

I? 10к

R2 \1к

1/7/?-/?,

/?(1+ /2)

1к

KuR\

/?/ 1к

nR-R, R2

1к

К140УД7

-15В

Если необходим универсальный двухполярный преобразователь с дифференциальным входом, работающий на заземленную или плавающую нагрузку и от подобных источников сигнала, но обладающий высокой точностью, то можно воспользоваться схемой в табл. 4.6. Подавление нестабильности напряжения питания достигается выбором параметров цепей резисторных делителей и использованием глубокой ОС по цепи питания. Управление выходным каскадом по цепи питания ОУ упрощает подачу смещения на затворы транзисторов и улучшает частотные свойства схемы. Точ ность преобразования t/вх в / ограничена разбросом отношений сопротивлений резисторов. Полевые транзисторы практически не влияют на точность источника тока, так как они включены в цепь ОС усилителя. Схема некритична только к выбору сопротивления R3. Подавление синфазной помехи можно регулировать изменением сопротивления входных резисторов. Однако перед этим необходимо отрегулировать напряжение смещения нуля ОУ, подобрав сопротивление nR. При входных сигналах от О до ±10 В ток / увеличивается до 10 мА при отклонении от линейной зависимости не более чем на 0,01%.

Схемы двухполярных преобразователей напряжения в ток для не заземленной нагрузки приведены в табл. 4.7. Простейшая схема такого преобразователя показана в табл. 4.7, схема а. Если амплитуда тока /н ограничена малым размахом Lbx, можно изменить цепь ОС, как показано в схеме б табл. 4.7. Если же после этого при некотором максимальном отношении R2/R3 ток / ограничивается ОУ, то на выходе следует включить эмиттерный повторитель, как показано в схемах на рис. 4.48. Для плавающего источника входного напряжения применяется схема в табл. 4.7.

Таблица 4.7

Двухполярные преобразователи напряжения в ток для незаземленной нагрузки

.6х а)

\+R2/R3

KuR<

1+R2/R3

Окончание табл. 4.7

В системах сбора и обработки аналоговых сигналов от датчиков напряжения (см. гл. 12) часто возникает необходимость согласования с высокой точностью постоянных составляющих дифференциальных сигналов. На рис. 4.50 показаны варианты схем, которые позволяют решить эту задачу без гальванической развязки источника сигнала от выходного напряжения (рПс. 4.50, а) и с гальванической развязкой (рис. 4.50, б). В первом случае для получения выходного напряжения относительно любого уровня удобно использовать мостовую схему на двух ОУ. Диапазон допустимых напряжений смешения входного сигнала в схеме (синфазный сигнал) может значительно превышать напряжения источников питания. Первый ОУ, на вход которого могут поступать как постоянное, так и переменное напряжения, вырабатывает сигналы для питания моста. Второй ОУ, включенный в диагональ моста, преобразует сигнал к любому заданному уровню. Причем этот уровень остается постоянным даже при изменении смещения входного сигнала, поскольку мост сбалансирован в точках X и Y.

Балансировка моста осуществляется потенциометром R . Отношения сопротивлений резисторов R1/R2 и R3/R4 определяют максимально допустимое значение смещения входного напряжения. Так, если смещение входного сигнала может достигать 110 В, то номиналы резисторов R1 и R3 должны быть не менее 150 кОм, а R2 и R4 - около 10 кОм. Это обеспечит необходимый запас по напряжению между максимально возможным напряжением в точках X и Y (6,9 В) и максимальным значением синфазного входного напряжения усилителя А2 (10...13 В).

Для повышения стабильности работы схемы резисторы R1, Rt Ro и Rbx следует выбирать таким образом, чтобы номинальные значения их рассеиваемой мощности были в 10 раз выше предельных значений при максимальном смещении. Точность этих резисторов должна быть не хуже 1%. Сопротивления резисторов Ro и Rbx определяются тигГом используемых ОУ в схеме и требуемым коэффициентом усиления.

Преобразователь постоянного уровня сигнала с гальванической развязкой от Увых может быть построен на основе диодно-транзис-торных оптоэлектронных элементов (рис. 4.50, б).. В связи с тем, что в усилителях с оптической развязкой для уменьшения коэффициен-

5, в к

1к

1к

1к

-15 В

1к

15 к

-л10к\

4zi]-15 В 5,6 к

бых

Рис. 4.50. Схемы смещения постоянных составляющих сигналов без гальванической (а) и с гальванической (б) развязкой

та нелинейных Искажений нежелательно использовать ОС с выхода на вход, в предлагаемой схеме применены две оптоэлектронные пары. Это дает возможность избежать ограничения частотной характеристики схемы из-за конечной скорости нарастания выходного напряжения ОУ за счет обработки сигналов малого уровня (менее ±0,1 В). Коэффициент усиления схемы около 1, полоса пропускания 1 МГц. В зависимости от состояния входов усилитель обеспечивает дифференциальное, инвертирующее или неинвертирующее усиление. Регулировка смещения на входе и выходе оптоэлектрон-ной пары позволяет использовать в схеме элеьнты без предварительного подбора.

Преобразователи температуры в частоту или напряжение на ОУ используются в качестве входных каскадов электронных термометров. В качестве исходных датчиков в таких преобразователях применяются термопары, терморезисторы, полупроводниковые переходы и другие устройства, в которых их электрические параметры зависят от температуры.

1 Если необходимо преобразовать температуру в диапазоне от - 55 до -125° С в напряжение, то полупроводниковый диод часто будет наилучшим датчиком, если главными требованиями являются малые габаритные размеры и стоимость, и удовлетворяет точности ±1°С. Однако в меньшем температурном диапазоне можно получить и более высокую точность. Используя, например, пару биполярных транзисторов, можно построить преобразователь как абсолютной температуры в напряжение, так и разности температур в напряжение.

Для измерения абсолютной температуры можно воспользоваться парой согласованных по параметрам транзисторов в микросхеме

Рис. 4.51. Схема преобразователя температуры в астоту на базе дифференциального усилителя

.198НТ1 и включить их в ДУ (рис. 4 51) Ток, протекающий через дифференциальный каскад, делится в плечах каскада не поровну из-за разности напряжений эмиттерно-базовых переходов транзисторов VTI, VT2, поскольку ДС/э.б1 =Фт1п/, 2, где ц>т = Т К/11600. Следовательно, Дбэ.б изменяется прямо пропорционально ф^, т. е. температуре. При нормальной температуре выбирают R1, R2 с таким расчетом, чтобы выполнялось соотношение RiIi=R2l2, при котором дифференциальное напряжение на выходе дифференциального каскада равно нулю. В общем виде, учитывая, что Ii/l2 = R2/Ri, получаем 6вых = фт(1+/?4 ?з) In/?i ?2- Основными причинами нелинейности передаточной характеристики являются температурные дрейфы разности входных токов ДУ и ОУ. Чувствительность такого преобразователя - исходное значение ДСэ.б - можно несколько увеличить введением искусственного разбаланса токов 1\, /г, т. е. увеличением 1п /1 2. Это можно сделать введением резистора в цепь эмиттера одного из транзисторов. Однако необходимо учитывать, что при этом начинает существенно возрастать влияние нелинейной передаточной характеристики дифференциального каскада, если отношение l\/h>?>.

Для измерения разности температур транзисторы дифференциального каскада размещают в разных контролируемых точках. Для кремниевых транзисторов температурный дрейф [Уэ.в. как известно [26], примерно равен Д[Уэ.б/Д?~ -2,5 мВ/°С. Поэтому разность температур транзисторов приведет к появлению действующего на входе дифференциального каскада сигнала f/g.Bi - эъ = = ДГ-2,5 мВ/°С. Следовательно, выходное напряжение будет определяться выражением Ивъш = {1-\-Р4/Рз)ТМ]эъ/М. Перед работой преобразователь следует откалибровать, для чего при нормальной температуре подстройкой R3 или R4 устанавливают Ubhx = 0, а затем, например, при разности температур на транзисторах, равной 100° С, измеряют Дбвых и тем самым величину Д[Уэ.б/Д^ = Д^оых/100° С.

Схема преобразователя температура-частота показана на рис. 4.52. Преобразователь такого типа содержит диодный датчик температуры типа VD2 и обеспечивает измерение температуры в пределах от О до 100° С с разрешающей способностью ±0,1° С; при этом погрешность измерений не превышает ±0,3° С во всем диапазбне.

4,7к

Рис. 4.52. Схема прецизионного преобразователя температуры в частоту

Операционный усилитель типа К153УД6 выполняет функции интегратора. Высокая скорость отслеживания достигается прямой компенсацией с помощью конденсатора емкостью 150 пФ, включенного между инвертирующим входом и выводом 5 микросхемы ОУ. Когда конденсатор емкостью 4300 пФ заряжается до -10 В, на выходе интегратора устанавливается близкое к нулр выходное напряжение с помощью однопереходного транзистора VT1. Темпера-турно-компенсированный диод VD1 (6,2 В) формирует опорное напряжение, задающее порог открывания однопереходного транзистора, обеспечивает стабильные опорные напряжения, соответствующие нулю и максимальному значению температуры, и задает ток 1 мА, протекающий через диодный датчик температуры VDl. Транзистор VT2 используется для согласования выходных импульсов с логическими ТТЛ уровнями.

Работа схемы основана на преобразовании напряжения в частоту. Напряжение на среднем выводе потенциометра R1 интегрируется до момента открывания транзистора VT1, через который происходит разряд конденсатора. Частота колебаний зависит от температуры, поскольку с изменением температуры меняется падение напряжения на диоде VD2 и соответственно на неинвертирующем входе усилителя.

При калибровкеСхемы диод помещают в среду с температурой 100° С, после чего потенциометром R2 устанавливают частоту, равную 1000 Гц. Затем диод охлаждают до 0° С и потенциометром R1 устанавливают частоту О Гц. Указанную процедуру повторяют 2...3 раза до тех пор, пока не будет исключено взаимное влияние регулировок. После калибровки схемы выходная частота в десять раз больше температуры в пределах 0...100°С с погрешностью 0,3° С. Например, при температуре 37,5° С частотомер покажет 375 Гц. . . .

Преобразователь фазового сдвига во временной интервал строится на двух компараторах и С-триггере. На входы компараторов подаются синусоидальные сигналы, поступающие, например, с си-

нускосинусного вращающегося трансформатора. Сигналы сравниваются с нулевыми уровнями и на выходе формируются в прямоугольные, инверсные по фазе. Сформированные сигналы подаются один на /, а другой на К входы триггера. При этом на инверсном выходе триггера формируется импульс, длительность которого соответствует сдвигу фазы между входными сигналами компараторов. Если используется компаратор К1121СА1, то угловая погрешность не превышает 5 с для сигналов с частотой, меньшей 10 кГц.

Преобразователь действующего значения напряжения в постоянное используется для измерения действующего значения переменного напряжения сложной формы с постоянной составляющей (рис. 4.53) [27]. Как видно, и Lbx через R1, и [Увых через А1 и R.2, R5 подаются на А2. Проводимость канала полевого транзистора VT1 изменяется в зависимости от выходного напряжения А2. Если воспользоваться парой транзисторов с согласованными параметрами, например К504НТ2А, проводимости каналов у которых примерно равны, а также выбрать сопротивление R9 из условия /?9 =

= R2R4Rio/R3Rii, то получим Ubux = UBx.Br\lR3RiiR\i/RiRiRio- Необходимо учитывать, что' при малых действующих значениях напряжения [Увх-д, f/вых, а следовательно, и напряжение сток-исток VT1 стремятся к нулю. Вследствие этого ОС А2 разрывается и устройство может перейти в режим самовозбуждения. Чтобы это исключить, в схему введен узел стабилизации на базе А5.

При сравнительно больших значениях [/вых> Уоп на выходе А5 напряжение низкое и диод VDI закрыт, А5 не оказывает влияния

на работу схемы и Uo~0. Как только f/вых уменьшается настолько, что Ueb<y.<iUon, то НЗ

выходе А5 напряжение становится высоким, диод VD1 открывается, устанавливается t/o> О и транзистор VTI открывается. Рекомендуется выбирать f7on и Uo примерно в 25 раз меньше номинального значения выходного напряжения преобразователя. Таким образом, узел стабилизации на А5 препятствует нарушению нормального режима работы схемы, но вместе с тем устанавливает нижний порог чувствительности преобразователя. Для линеаризации вольт-амперных характеристик транзи-

Рис. 4.53. Схема преобразователя действующего значения напряжения в постоянное

1 ... 11 12 13 14 15 16 17 ... 38