Главная » Книги и журналы

1 ... 8 9 10 11 12 13 14 ... 38

Таблица 4.3; . . - - - .

Основные схемы логарифмических усилителей

Схема

Выходное напряжение

Ток в цепи ОС

Диапазон рабочих токов, А

/Г

и вых =Eo(log- log Й2,в

10-<Л<0-= (9 декад)

бЫХ

f вых = Ео

ко \

1/2,3)2.6)

/т=А2,б/к.о(14--Н1Л2,э)(ехр---ij

10-*</r<lO-= (7 декад)

/г

вв,х=£оГ1од-= -Iog(l-t-L к.о

+ 1А2,э)Й2,б)]

A=ft2.B/K.o(exP-)

I0-*</r<10-= (6 декад)

ЖгЛ,ля схемы а

./Для схем ff и в (см. табл. 2.1)

Рис. 4.25. Передаточные характеристики логарифмических усилителей

Ь21в г/в.

Рис. 4.26. Схема логарифмического усилителя (а) с нескомпенсированной (/) и скомпенсированной (2) передаточными характеристиками (б)

Действием изменения напряжения [/э можно пренебречь, так как t/atJ {Уэ.Б, и тогда при больших (/г> Ю А) и малых (/г<10- А) уровнях входного тока U диапазон логарифмирования ограничен соответственно действием напряжения /Лб и величиной теплового тока Iq (рис. 4.25).

Ошибку, обусловленную сопротивлением Лб, можно уменьшить, включив в цепь ОС резисторный делитель (рис. 4.26). Сопротивление R2 выбирается небольшим, чтобы его нагружающее действие было незначительным. Для этой схемы ЛУ выражение для выходного напряжения можно записать в следующем виде- {7вых =

= £o(logV/K.o-log/l21B) -№/(/?!+ /?2) -Аб ?]

Второе слагаемое равно нулю при RiliRx--Ri) =rtlR. Однако, выполнив это равенство, трудно достичь полной компенсации действия сопротивления Лб из-за его существенной нелинейности. На рис. 4.26, б для сравнения показаны графические зависимости ошибки логарифмирования от входного тока для схемы а в табл. 4.3 (непрерывная линия) и схемы на рис. 4.26, а (штриховая).

Ошибки, обусловленные ОУ, возникают в первую очередь из за действия напряжения смещения нуля входных токов /вх и их температурных дрейфов. Относительную ошибку логарифмирования.

вызываемую перечисленными факторами, можно вычислить из следующей формулы: 6= [Uc + AUc -\-{1вх + Мвх)Яг]/Ux, где Af/cM и Д/вх - изменения Uck и /вх в рабочем диапазоне температуры, Rr - сопротивление источника сигнала.

В отличие от ошибки, вызываемой действием Гб, влияние ошибок ОУ увеличивается при уменьшении амплитуды входного сигнала. Действие ОУ минимально при сбалансированных сопротивлениях на его входах, отрегулированном и скомпенсированных входных токах.

Температурный дрейф выходного напряжения ДУ определяется в первую очередь температурными зависимостями Ео и и во вторую очередь дрейфом параметров ОУ. Следует учитывать, что тепловой ток /о удваивается на каждые 7,5° С увеличения температуры, а температурный дрейф £0=2...3 мВ/°С.

В отличие от узлов с пассивной ОС в ЛУ цепь ОС одновременно активная и нелинейная, а ее коэффициент передачи зависит от амплитуды входного сигнала, вследствие чего ЛУ склонны к самовозбуждению. При малых изменениях эмиттерного тока транзистора проводимость цепи ОС равна й/э/й^7э=/э/фт= 1/лэ и, следовательно, меняется от 1/26 Ом до 1,26 МОм, при 1 мА>/э>1 нА. Поэтому методы устранения самовозбуждения (например, простое включение конденсатора Ск в цепь ОС параллельно нелинейного элемента) неприменимы по следующим причинам. При большом токе, например 1э=1 мА, полюс, обусловленный Гэ, появится на частоте, большей /т=1 МГц, если CkOjOI мкФ. При уменьшении входного сигнала,- например, по 1э^1 нА, тот же конденсатор приводит к появлению полюса на частоте 1 Гц. Кроме этого при /э = 1 мА ОУ должен работать на нагрузку 26 Ом и при этом обеспечивать размах выходного напряжения £/вь,х~0,7 В, в то время как большинство ОУ не допускают применения сопротивлений нагрузки меньше 2 кОм.

Наиболее простым решением данной задачи является включение резистора R, между эмиттером транзистора и выходом ОУ (рис. 4.27, а). Резистор уменьшает и нагружающее действие выхода ОУ, и коэффициент передачи с выхода последнего на эмиттер транзистора. Поскольку максимальное изменение выходного напряжения в большинстве ОУ равно 10 В, а ток через Яэ равен сумме токов /э и / , то Rs выбирается из условия /?э=9,3 В (/э + /н).

Коэффициент передачи ЛУ (рис. 4.27, а) Ки{р)/(Rs + rs) [I+ +pRACn + a)]/Rr[l+pC4Rs + rs)], где Сп - паразитная емкость на инвертирующем входе. На частоте ш> 1/Ск(/?э + э) =tui получим Kv = \-\-C /Ck. Амплитудно-частотные характеристики ОУ и ЛУ пересекаются на частоте Ш2=Шт/(1 Ч-Сп/Ск). Чтобы ЛУ не утрачивал устойчивости, необходимо выполнить неравенство Ш| < юг. Например, если Rs = 2,2 кОм, ©=10 рад/с, С„=10 пФ и Гз=26 Ом, то

6В|Х

1д

3 Ф

Вых

Рис. 4.27. Схемы частотной коррекции (а) и защиты транзисторов (б) логариф мического усилителя

Ск=88 пФ (обычно выбирается Ск=100 пФ) и рассчитывается из выражения

Как правило, ЛУ оперируют с сигналами одной полярности и используют; высококачественные транзисторы, напряжение пробоя перехода в которых невелико. Поэтому необходимо применять показанные на рис. 4.27, б цепи защиты транзистора. Диоды VD1, VD2 исключают изменение напряжения на коллекторе транзистора за пределами диапазона ±0,7 В. Диод VD5 предотвращает увеличение напряжения на эмиттере транзистора за пределы 0,7 В. Таким образом, на переходах транзистора падение напряжения не может стать больше 0,7 В.

Дифференциальный термокомпенсированный ЛУ показан на рис. 4.28. В верхней части схемы включены резистор R1 и конденсатор С1 для устранения возможного самовозбуждения ЛУ. Действие сопротивления базы Лб компенсируется делителем R2R3R4. Резисторы R5 - R7 обеспечивают компенсацию тока смещения, протекающего в цейи инвертирующего входа ОУ. Диоды VD1, VD2 и резистор R8 образуют цепь ограничения отрицательного напряжения, запирающего р-п переход. Аналогичные перечисленным элементы включены в нижний ЛУ. Выходные сигналы усилителей А1 и А2 подаются на ДУ A3, коэффициент передачи которого выбран так, чтобы [/вых = 5 log [/вх. Регулировкой сопротивлений резисторов R6 и R9 устанавливается минимальный уровень диапазона логарифмирования Ubx, а регулировкой R3 и RW - максимальный уровень. Регулировкой сопротивления R11 достигается минимальная ошибка из-за усиления синфазной составляющей входного сигнала усилителем A3.

Динамические характеристики описанных ЛУ зависят от входного сигнала. При входных токах -больше 1 мкА частотная характеристика определяется в основном постоянной времени /?С-цепи в ОС входных усилителей. Если /вх<1 мкА, то определяющей является постоянная времени г^Ск и, следовательно, скоростные характеристики ухудшаются пропорционально уменьшению тока

Потребность в логарифмировании тока в широком диапазоне его изменение возникает, например, при фотометрировании раз-

	4к

К1408УД2

Рис. 4.28. Схема дифференциального лога- Рис. 4.29. Схема одновходового логарифмического усилителя рифмического усилителя

личных по интенсивности световых потоков в условиях мощных электромагнитных помех [24]. Показанная на рис 4.29 схема ЛУ позволяет решить эту задачу в диапазоне изменения входного тока 1 мкА - 4 мА и температуры -50 ... 60° С с погрешностью 0,5 ... 1,5%. В качестве генераторов входного сигнала для такого ЛУ могут использоваться фотодиоды ФД-7К или ФД-24К, освещенность которых изменяется в диапазоне I ... 10 лк. Для логарифмирования можно использовать пары согласованных транзисторов 159НТ1. Логарифмирующим является транзистор VT1\ а VT1 обеспечивает отвод части тока /вх фотодиода от логарифмирующего транзистора. Этим достигается расширение диапазона логарифмируемых токов.

Транзистор VT2 служит для термокомпенсации и исключения аддитивной составляющей температурной погрешности устройства, для чего обе микросхемы 159НТ1 должны быть закреплены на общей радиаторной пластине. Распределение токов в транзисторах VT1\ VTl определяется сопротивлениями резисторов R1, R2. Чем больше отношение R2R1, тем большая часть тока отводится от логарифмирующего транзистора VT1.

На вход усилителя А2 подается сигнал разности падений напряжений на эмиттерно-базовых переходах транзисторов VT1 и VT2. Коэффициент передачи термокомпенсирующего усилителя на базе А2 пропорционален температуре благодаря использованию терморезистора R4. Благодаря этому достигается компенсация температурного дрейфа f/вых, обусловленная фт, Температурный коэффициент сопротивления резистора примерно равен

0,33%/° с. Выходное напряжение ЛУ [/вь,х=(1 +/?5 ?4)фтХ1п [/вхХ XR\/IoiRi-\-R2)], где /о - ток через R3, равный току через эмит-терно-базовый переход VT2. Чтобы изменения и^ых происходили в требуемом диапазоне, необходимо к выходу А2 подключить дополнительный каскад смешения диапазона.

Если необходимо дополнительно расширить диапазон изменения в область больших токов /вх без ухудшения точности, то можно несколько увеличить отношение R2/R1. Чтобы расширить диапазон в область малых токов Увх) необходимо либо использовать ОУ с полевыми транзисторами на входе (К140УД8, К544УД1), либо вводить в схему цепи компенсации входного тока Л/, как описано в гл. 2. Основная схема включения полупроводникового логарифматора КФ1112ПП1 дана на рис. П4.

4.5. ИНТЕГРИРОВАНИЕ И ДИФФЕРЕНЦИРОВАНИЕ

Интегрирование аналоговых сигналов осуществляется ОУ с емкостной ОС (рис. 4.30, а). Благодаря большому коэффициенту усиления и малому входному току напряжение на инвертирующем входе ОУ близко к нулю, а токи во входной цепи /г и цепи ОС /о.с приблизительно равны, т. е. i

U.x/Ri = -U.ux/{\/pC)\ t/Bb,x(/)=-(l ?iC)5[/Bxd/. (4.8)

о

Основные составляющие ошибок интегрирования обусловлены напряжением смещения нуля и входными токами ОУ. При {7вх==0 входные токи ОУ протекают через конденсатор, заряжая его. Это приводит к появлению линейно изменяющейся составляющей выходного напряжения, которая при t-oo приводит к нарастанию выходного напряжения ОУ до максимальной величины даже при {7вх = 0.

Если заземлить неинвертирующий вход ОУ через резистор R2, сопротивление которого совпадает с сопротивлением R1, то на погрешность интегрирования будет влиять только разность входных токов ОУ, которая обычно в 3-5 раз меньше Ux- Вы-

Cffpoc

Рис. 4.30. Схемы простейшего (а) и модифицированного (б) интеграторов

бирая сопротивления резисторов R1 и R2 из условия Ri - R2:$>

УсмХ/р, можно практически исключить и влияние Uck-

Для интегратора, построенного на ОУ с однополюсной АЧХ, передаточная функция при Ri = R2:R имеет вид г7вь,х 7вх = ~ -Ku/{p/Kufcr>+l){pKuRC+l). Переходная характеристика реального интегратора в. отличие от идеального не является абсолютно линейной, хотя и весьма близка к ней на большей части переходного процесса. Учитывая, что /С{/ 1 и обычно

KuRC:l/fcp, получаем /вь,х(0 = J вх [( ?С)+(1/2я/ер/?С) + ехрХ Х(-2ярО]/.

Отклонение реальной переходной характеристики от идеальной сказывается особенно сильно в начальный момент интегрирования (из-за конечного значения быстродействия ОУ) и в области больших значений времени (из-за конечного значения Ку)- Наибольшая точность интегрирования достигается, когда время интегрирования tiKuRC, а амплитуда сигнала на входе интегратора UbuxUbxKu- Более подробно улучшение характеристик инвертирующего интегратора в области высоких частот и влияние выходного сопротивления ОУ рассмотрены в [9].

Функциональные возможности базовой схемы интегратора можно существенно расширить, изменив цепь ОС (табл. 4.4). Б первой схеме таблицы дополнительно к интегрированию входного сигнала осуществляется суммирование результата интегрирования со входным сигналом, умноженным на отношение R2/R1. Во второй схеме показано, как проинтегрировать разность двух напряжений. Если в этой схеме заменить резисторы генераторами токов, то на выходе получится результат интегрирования разности токов. Способ получения двойного интегратора от входного аналогового сигнала демонстрирует последняя схема.

Для увеличения постоянной времени интегрирования увеличивают либо сопротивление R, либо емкость С либо одновременно и то, и другое. Однако резисторы с большими сопротивлениями имеют большие разбросы и значительную паразитную емкость. Более того, при использовании больших сопротивлений возрастает влияние ошибок интегрирования, обусловленных входными токами ОУ. Возрастают при этом и температурные погрешности, обусловленные большими ТКС резисторов и дрейфом входных токов ОУ. Если же применяются конденсаторы большой емкости, то точность интегрирования ухудшается из-за больших разбросов и паразитных утечек этих конденсаторов. Кроме того конденсаторы с большими емкостями громоздки и имеют плохие частотные характеристики. Чтобы использовать низкоомные резисторы и конденсаторы с малой емкостью и получать большие постояв-

Таблица 4.4.

Основные схемы интеграторов

Схема

Выполняемая функция

Интегратор с суммированием

Интегратор разности

Двойной интегратор

1 г. 1с/2

(RCp

Ъыу

ные интегрирования, можно заменить их в схеме Т-образными сборками (рис. 4.30, б). Выходное напряжение в этом случае

[/вь,х=-(1 ?эСэ)5[/вх/, где Rs2R, + R\/R2, Сэ=С?/(2С,+ С2). о

На рис. 4.31 показана схема интегратора, обеспечивающего большую постоянную времени интегрирования при сравнительно малой емкости конденсатора за счет применения дополнительного ОУ. Передаточная характеристика интегратора определяется выражением {;вь,х/[/вх = Р/{ 2-Р + р/?С[2+(2п + 1)(/? + /?о)/ /?о]}=1/(а+рГ), где а = (2-р)/р, T = RC[2-\-{2n+\){R + R)/ /?о)/р, р= 1 -\-R2/R\. При р = 2 это выражение имеет вид Ubmx/Ubx = = \/рТ, т. е. при Р = 2 показанная схема представляет собой идеальный интегратор. Из формулы для величины а видно, что значение Р'требует точной настройки. Однако величина р в этой схеме определяется отношением двух сопротивлений и поэтому данный параметр можно сделать не зависящим от температуры.

Если Ro представляет собой выходное сопротивление усилителя с единичным усилителем, то отнбшение RIRo может быть очень большим. На базе ОУ можно построить повторитель с выходным

Рис. 4.31. Схема интегратора Рис. 4.32. Схема интегратора на переключаемых

с минимизированной емкое- конденсаторах тью интегрирующего конденсатора

сопротивлением около 1 Ом и коэффициентом передачи 0,9995. Тогда при /?о=1 кОм, /?=10 кОм и С=100 пФ можно реализовать интегратор, имеющий постоянную интегрирования Т= \ мс. Учитывая, что собственное входное сопротивление повторителя напряжения на постоянном токе может достигать величин порядка 10 ГОм, положительная ОС в ОУне будет приводить к заметному ухудшению добротности конденсатора С. Изложенное выше показывает, что в предложенной схеме интегратора при сравнительно небольших емкостях конденсатора С достижимы постоянные времени интегрирования, типичные для многих случаев применения интеграторов на ОУ. Эта особенность делает схему удобной для реализации в виде полупроводниковой микросхемы, в которой тонкопленочный конденсатор может быть размещен на одной с ОУ и резисторами подложке. Коэффициент передачи такого интегратора удобно регулировать с помощью резистора nR. Изменить это сопротивление можно как при изготовлении микросхем интегратора (например, с помощью лазерной подгонки), так и при настройке в аппаратуре конкретного типа, если от резистора nR сделаны внешние выводы для подключения подстроечного резистора.

Во многих случаях при интегрировании сигнала, частота которого изменяется в широких пределах, необходимо сохранить постоянным коэффициент передачи интегратора. Это требование можно выполнить, использовав переключающиеся конденсаторы вместо обычного резистора на входе интегратора. Цепь, заменяющая резистор в интеграторе, обведена на рис. 4.32 штриховой линией. В случае предлагаемой замены необходимо, чтобы уп- равляющий переключателями S1 и S2 сигнал имел частоту, равную наивысшей гармонике в спектре частот входного сигнала. Такой управляющий сигнал рекомендуется формировать, используя ФАП, работающий в режиме умножителя, или получить его

с помощью соответствующей подпрограммы в микропроцессорной системе.

Часть схемы, обведенная штриховой линией, выполняет две операции в зависимости от состояния ключей. В первом такте (переключатель S1 открыт, а S2 закрыт) входной сигнал проходит на конденсатор С/, т. е. осуществляется выборка входного сигнала, во втором такте (открыт переключатель S2, а S1 закрыт) сигнал с С/ поступает на конденсатор С2 и на выход устройства. Действующее сопротивление /?д части схемы, обведен-* ной штриховой линией, пропорционально частоте управляющего сигнала и емкости запоминающего конденсатора С/. Как показано в [25], сопротивление Ra=\/fyC\. Из приведенных выше выражений следует, что выходное напряжение обычного интеграто-

pa на ОУ равно UBUt}= -[UB.{U)/2nh.RC] сИ + ивы.{1=0).

о

Учитывая, что для нормальной работы описываемого устройства частота управляющего сигнала /у должна быть значительно больше частоты входного сигнала /вх, т. е. /у = Л^/вх, перепишем

выражение для Ubhx в следующем виде: [/вых(0= - UbxA/bxCi/

2n/exC2)di + f;Bb,x(i = 0). i

Введем обозначение K=NC\/2nC2, при котором последнее вы-

ражение упрощается и записывается в виде [/вых(0 = \ fBxt?+ + (;з, ( = 0). о

Необходимо отметить, что для понимания работы интегратора приведены упрощенные расчетные выражения для [/ ых- При точных расчетах К=\/(\-\-2nC2/NCi). Последнее выражение совпадает с приведенными ранее при Сг-Сь что обычно и выполняется на практике Схема на- рис. 4.32 во многих случаях предпочтительнее обычного инвертирующего интегратора, в котором ОУ насыщается из-за действия напряжения смещения нуля на его входе. Коэффициент передачи К сохраняется постоянным при изменении частоты входного сигнала от 10 Гц до 10 кГц. Было выбрано Л^=32, при котором расчетное значение /(=0,13, а экспериментальное /(=0,16. Для приведенных на схеме параметров элементов значения N>32 вызывают искажения выходного ( сигнала. Размах входного интегрируемого сигнала устанавливался равным ±2,5 В, при этом на выходе получался постоянный в указанном выше диапазоне частот сигнал с амплитудой ±0,4 В.

Из-за неидеальности ОУ выходное напряжение интегратора, полученное в процессе интегрирования, не уменьшается до нуля

1 ... 8 9 10 11 12 13 14 ... 38