|
| |
  |
Теория строительства Книги и журналы Ё кбШ случае не озйачаёт увеличения эффекта усиления эмиттерного тока. В первом приближении для области частот ffi можно оценить постоянную времени - пЬ/ш- (14.15) Таким образом, постоянная времени тс связана с диффузионными и зарядными емкостями эмиттера и коллектора. Постоянная времеЕш тс существенно зависит от профиля распределения концентрации примеси. В то время как сплавные транзисторы имеют относительно большие значения тс, для транзисторов, созданных диффузионными методами, тс мало. Так, для низкочастотных транзисторов xcW-\0 не, для высокочастотных транзисторов с однородной базой тс-Ю не, для СВЧ транзисторов с дрейфовым полем .в базе тс 1004-500 пс, а для меза-транзисто-зов оно меньше 100 пс. Постоянная времени коллектора, строго говоря, не константа. Для плоскостных транзисторов, в которых следует учитывать рас-иредсленное сопротивление базы в виде лС-контиииума, «постоянная времени» тс с увеличением частоты несколько возрастает. С ростом тока эмиттера тс изменяется, проходи через пологий минимум, так как Гь и Сс имеют противоположный характер зависимости от тока эмиттера. Чтобы учесть влияние постоянной BpCMCUii тс на ihfb, мож!!о воспользоваться соотношением 1 + /со;со/,уь (14.1G) Обычно постоянная времени -.с мала по сравнению с (Zh/b)" и в этом случае справедливы соотношения 2~ г. a само значение \h.,\ в минимуме равно (14.17) Оценка граничной частоты fm, при которой /z2ib проходит через минимум, показывает, что (14.18) (14Л9) Вредное ЁЛийНие тс на fhfh увеличиваете! с poctoM Чй* стоты f\ib- Частота минимума fm расположена между частотой fhfb и 1/тс, а соответствующий модуль /i2i6 приблизительно равен тсО)\/ь. Это соотношение можно использовать для того, чтобы из измеренной частоты fhfb одновременно оценить частоту f\fb. Для этого измеряют h2ib\ в минимуме, а затем производят расчет на основании соотношения CoOi/b (O/i/b ( 1+2 hzib мин). (14.20) Влияние постоянной времени тс на /z2ib можно довольно хорошо подтвердить экспериментально с помощью Рис. 14.7. Влияние дополнительного резистора Rz (Ом), подключенного к базовому выводу, на ход графика частот-нон зависимости \h2ib транзистор ОС870, -U = 4 в.  0,5 1 5 Ю Г,МГц дополнительного резистора, включеппого в базу (рис. 14.7). Конструктивные емкости. При наличии большой конструктивной емкости [Сеь - емкость корпуса и монтажная емкость) в пределах определенного частотного интервала часто измеряют /г21ь>1- При этом речь идет о резонансе между емкостью Ссь и индуктивным (вообще говоря) входным сопротивлеии-ем /гць, поскольку измеренный коэффициент передачи тока h2ibu3yi связан с коэффициентом передачи транзистора (без учета Сь) следующим образом: (14.21) В пределах определенной области частот модуль знаменателя становится меньше 1 и, следовательно, измерен- ная величина 21ЬИЗМ *> 1. Для транзисторов с очень большой граничной частотой дополнительное влияние может оказывать индуктивность подводящих проводников, которая может определять индуктивную составляющую Ань. Поэтому для уменьшения индуктивности длина про- ббднйков между измерительной схемой и транзистором должна быть как можно меньше (рис. 14.8). Из этого рисунка хорошо видно, какие ошибки при измерениях fhfb могут иметь место (чаще всего они связаны с завышением граничной частоты). 0,8 0,6- j8mm  17мм Рис. 14.8. Влияние длины / подводящих проводов на ход графика частотной зависимости h2]b 50 wff 500 Г.мгц Зависимость граничной частоты от режима и температуры. Введенная для «внешнего» транзистора граничная частота fhfb определяется граничной частотой коэффициента переноса постоянной времени коллектора тс и постоянной времени эмиттера Се&га- (14.22) В зависимости от влияния отдельных составляющих получаются различные зависимости со й от положения рабочей точки. При преобладающей роли граничной частоты /з граничная частота fhfb возрастает с увеличением напряжения иа коллекторе в связи с модуляцией толиди-ны базы в соответствии с выражением " I 1  (14.23) Хотя соотношение (14.23) справедливо лишь для бездрейфового транзистора, но тенденция возрастания fhjb сохраняется и для дрейфового транзистора, хотя в ином виде (рис. 14.9). При установлении зависимости fhfb от тока эмиттера следует учитывать различные, сменяющие друг друга эффекты: высокий уровень инжекции, поверхностную рекомбинацию, а также зависимость коэффициента инжекцин от тока эмиттера, связанную с наличнем зарядной емкости эйнттера. Так как эти факторы зависят от технологии изготовления и геометрии транзистора, то встречаются различные данные о ходе зависимости fhtb от тока, однако, как правило, они свидетельствуют о тенденции к возрастанию. Иногда бывает сложно определить собственную граничную частоту транзистора, так как измерения, проводимые при малых токах, часто дают граничную частоту, свойственную эмиттериому переходу. Из-за этого при малых токах измеряется граничная частота, возрастающая с ростом тока эмиттера, причем эта тенденция сохраняется во всем диапазоне токов, откуда можно сделать вывод, что определяющим 2 С8 0с831(ве,меза)  -усвбв 0с881 бедрейфовыа] и 6 8 10 Рис. 14.9. Зависимость граничной частоты /л/ь от рабочей точки различных транзисторов. (14.22) является Cesd. При больших наст даже падать. Максимум зависи-совиадает с максимумом зависимости (рис. 14.6) можно полупостоянную времени Тс, граничную частоту членом в токах граничная частота пач мости fhSb(lE) обычно П(ГПН Из графика зависимости l/fhfb от !е чнть путем экстраполяции до 1 = 0 как так и обратную величину частоты l/Гh. Случай, когда граничная частота определяется постоянной времени коллектора, встречается довольно редко. Обычно тс оказывает второстепенное влияние на граничную частоту. Температурная зависимость fhfb* определяемая с помощью температурного коэффициента (l/fhfb) (dfhfbfdt), в области малых токов эмиттера определяется преимущественно постоянной времеии Cesra или тс; в области средних или больших токов, наоборот, температурная зависимость определяется постоянной времени пролета через базу (т. е. ©о). в области средних токов эмиттера справедливо: 1 dfhfb 1 dDp fhfb dT Z>« dT Возрастание температурного коэффициента происходит тогда, когда fhfb начинает падать с увеличением /е. 14.2, Граничные частоты f, f, f Эти граничные частоты имеют не только практическое значение. Они привлекаются для уточнения тех или иных предположений при измерениях.частоты fhfb- Коэффициент усиления по току для схемы с общим эмиттером может быть представлен соотношением, учитывающим зарядные емкости эмиттера и коллектора: :yi - yf-yr+ Уо\+ (Се. + Сев) Уе у (14.24) В это выражение не входит сопротивление базы гь и, следовательно, оно ие будет входить и в выражения для граничных частот, соответствующих этому коэффициенту усиления. Независимость от гь, однако, исчезает, если принять во внимание конструктивные емкости, а именно Ссь- В дальнейшем анализе целесообразно (во втором приближении) учесть влияние зарядных емкостей, а также параметров уг и yQ (которыми в ряде случаев вообще можно пренебречь). Граничные частоты коэффициента усиления по току /г21е. В определении для коэффициента усиления потоку «внутреннего» транзистора yi - Vi (14.25) в знаменателе стоит разность двух примерно равных величин, так что при анализе следует исходить из точных решений для проводимостей. В таком случае для бездрейфового транзистора можно получить выражение cho - 1 (14.26) Модуль /i2ie определяется соотношением ch - cosy, причем o=:x-\~jy. (14.27) При сопоставлении с низкочастотным значением, равным (14.28) можно получить частоты fhfe: * 2 I е о отношение для определения граничной (ch X - cos y)\f-f, ch X (14.29) Внутри интервала (1-ao)<0,l выполняется довольно точ1юе условие - (1 --о) (14.30) Оказывается, что fk/o зависит только от объемного ]5ремени жизни неосновных носителей и пе зависит от ипфппы базы. Это объясняет также относительно сильную зависимость дайной граничной частоты от чистоты обработки поверхности полупроводника, поскольку ш е обратно пропорциональна эффективному времени жизни: (14.31) Из выражения (14.26) следует приближенное соотношение для коэффициента htie- if/f fife (14.32) Отсюда видно, что для частот f>fhfe {f fhfe) модуль h2ie\ уменьшается на 6 дБ при увеличении частоты на октаву: (14.33) В этом случае токи /с и 1ъ имеют сдвиг по фазе почти 90"", а произведение частоты измерения на измеренный модуль 25-1323 должно быть равно произведению 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 [ 59 ] 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 |