Главная » Книги и журналы

1 ... 18 19 20 21 22 23 24

к

--а


где

CP iC Ea Eer l2\c Ea Ее

Коэффициенты, необходимые для расчета области насыщения, определяются из уравнений:

и

(15.29)

10 20

0>

EaNC ~ EeNC I I

и


Отсюда рассчитывается время накопления

10 In

и

Еа + С [b(-;v)i/4vC

(15.30)

Слагаемое, содержащееся в (15.30) и связанное с Uc, может быть упрощено путем введения соотношения для базового тока, необходимою по крайней мере для достижения границы области насыщения {Re = 0,

re<t:Rc)--

j

ви В

и

либо соотношения для входного напряжения

iqrq, необходимого для протекания тока /.:

/5<х In

Еа - Ее о. EU

Если наряду с коэффициентом насыщения

и

т

ввести также коэффициент рассасывания

и

(15.31)

то можно получить простую формулу для t,

ts < s In

k-\- m

\-AA

-(+-V (15.32)


в общем случае /& зависит от коэффициентов т r к постоянной времени накопления Тв, а также от длительности включающего импульса.

Для симметричных транзисторов (сощ == сои; an = ai) из (15.32) следует

1 1

S

С|>1 1

(15.33а)

а для сильно несимметричных (coii<Cwin, Л^у^-Л/) соответственно

I I 1

- AAj

о>1 I

(15.336)

откуда видно, что ts для несимметричных транзисторов меньше, чем т.ч для симметричных.

Отметим, однако, что хотя дрейфовый транзистор и является резко несимметричным элементом, но для него, вследствие накопления заряда в нейтральной области коллектора, справедливы видоизмененные соотношения.

Анализ показывает, что время накопления тем больше, че.м меньше коэффициент рассасывания k и чем больше коэффициент насыщения т. Для того чтобы быстрее вывести транзистор из состояния насыщения, следует работать с высокими коэффициентами рассасывания. При этом появляется уже упомянутый эффект, состоящий в том, что эмиттерный переход запирается раньше коллекторного, а ток ic может еще несколько возрастать.

Время спада. По истечении времени накопления (is) начинается собственно процесс выключения: коллекторный переход запирается, напряжение па эмиттере и^,

падает, а'вместе с ним падает и ток коллектора, до тех пор, когда, наконец, в момент времени / = /е и^,

становится равным пулю и эмиттерный переход также переходит в запирающее состояние. После этого должна будет разрядиться еще зарядная емкость эмиттера. Если в расчетах исходят из начальных значений

и

и

Е^С

(15.34)

то для нормальной активной области, в которую вновь попадает транзистор, определяют константы внешней цепи (при условии, что tie>T2o)



15.35)

Константа be олределяется аналогичным образом.

Время спада (определяемое формулой, аналогичной по виду формуле для времени нарастания) равно

+ 0,1

Оно зависит от рассчитанной выше постоянной времени Тю и от коэффициента рассасывания, причем для уменьшения необходимо уменьшать тю и увеличивать коэффициент рассасывания.

15.5. Транзистор как элемент, управляемый зарядом

Как указывалось выше, в некоторых случаях транзистор удобно представлять как элемент, управляемый зарядом (charge controlled device).

Токи, протекающие через транзистор в статическом состоянии, определяются преимущественьо статическим распределением заряда в базе, поскольку эти токи определяются диффузией носителей заряда. Таким образом, транзистор-*по своему прп1щипу действия прибор, управляемый градиентом (!) заряда. Если принять транзистор (не очень точно) как элемент управляемый зарядом, то общей связующей величиной в расчетах будет фигурировать заряд в базе Q:


q j Ар(х) dx.

о

(15.37)

Для того чтобы мог протекать стационарный ток коллектора, в базу транзистора необходимо непрерывно поставлять заряд Q. Величина тока /с может быть определена из условия, что заряд Q+ протекает через базу:

(15.38)

с

Величина тс - постоянная и все ниже следующие

времени коллектора (ее константы целесообразнее

называть фактором времени коллектора или фактором времени выключения коллектора) связана с частотой fl. Так как коллекторный ток практически мгновенно

..к

-я:



следует за изменением заряда базе (ио крайней мере,

до частот /=fi), то уравнение сматриваться как справедливое

времени

(15.38) может рас-для любого момента

(15.39)

Это соотношение может рассматриваться как линейное только тогда, когда перестройка заряда неосновных носителей в каждой точке базовой области происходит мгновенно. В этом случае модель управления транзистора зарядом очень просто может быть обоснована с помощью интегрирования уравнения непрерывности.

Транзистор является биполярным ключевым элементом; это означает, что из условия электропейтральности в базу через базовый контакт должен быть введен заряд электронов равный по величине заряду дырок, в результате чего в базе поддерживается электрическая нейтральность. В стациопарном случае в базе иенрерыв-ио протекает процесс рекомбинации, причем скорость рекомбинации пропорциоиальпа самому заряду, что позволяет рассчитать ток базы

01=0. (15.40)

в

Постоянная времелп базы Тв = Гр в этом случае ндеп-тична среднему времени жизни неосновных посителен. Что касается изменения тока базы во времени ( б(О' то в противоположность току коллектора ток базы ие следует мгновенно за измененнем заряда, так что в общем случае справедливо

q{() dq(t)

в

(15.41)

Наконец, заряд Q+ вводимый в базу

может рассматриваться как заряд, эмиттерным током 1е, который, протекая в течение BpeNjenn т^:, создал в базе избыток заряда Q+:

= (15.42)

Постоянную времени эмиттера те можно рассматривать, следовательно, как время, иа которое коллекторный ток запаздывает по отношению к изменению эмиттерного тока.

--г



1 Ч:

- I -

Эти три введенные /постоянные времени должны прежде всего рассматриваться как экспериментальные величины, причем в общем случае тв может рассматриваться как константа, в то время как хе и тс существенно зависят от вида управления.

Введенные три постоянных времени не независимы друг от друга. При пренебрежении остаточными токами

и при условии равенства зарядов можно определить, что


в

Б

(15.43)

Таким образом, одна из трех констант времени может быть либо определена экспериментальным путем, либо рассчитана на основе теоретических соотношении.

В первом приближении хе может быть определено из условия низкого уровня инжекции, так как в этом случае легко определить как характер распределения концентрации носителей заряда в базе, так и эмиттерный ток:

е

(15.44)

Приведенные выше определения nocTonniibix времени ничего не говорят о зависимостях токов от времени в течение переходного процесса, потому что часть тока эмиттера 1е((), вводящего заряд в базу (7(/), расходуется для

рекомбинации [init)

через коллектор

{О^в]. а другая часть протекает ic = q it) 1тс\ Остающаяся же часть

пеобходихма для дальпспшей перестройки заряда в базе

е

(0 q(t) dqii)

в

(15.45)

Если в момент времени =0 база была свободна ог инжектированных носителей заряда, то заряд в базе q{t), вводимый током эмиттера /е, экспоненциально нарастает до своего стационарного значения q+/te.

(15.46)

В 3t6M случае использовано соотношение, следующее из уравнений для внешней цепич

(15.47)

в

В каждый момент времени заряду q{t) соответствует ток коллектора ic{t) =q(t)/xc- Если сравнить этот вывод с выводом, следующим из рассмотрения точной модели, учитывающей диффузионный процесс, то по- явятся расхождения и, в частности, окажется, что в данном случае не учитывается задержка коллекторного тока. Однако этот недостаток не является принципиальным.

Если база транзистора предварительно, была заполнена зарядом qi(0)=/bitb, то при переключении транзистора скачком тока базы с 1в{ на ток /в2. равный

Q2 (-)

в

с2 с

в

заряд в базе изменяется бо времени по закону

9(0 = lq. + (Qi-q.)

а ток коллектора-соответственно по закону

(15.48)

ic (О

с2 т

в

9i Q2

(15.49)

Анализ изменения во времени заряда в базе как управляемой величины имел бы мало смысла, если бы он не приводил к относительно простым параметрам для описания -ключевых свойств, в част!1ости, для транзистора, управляемого током. На практике используется ряд следующих наиболее необходимых параметров процесса управления транзистора зарядом (charge control] parameters).

Постоянная времени коллектора тс(тсо)- Этот параметр устанавливает связь между зар'ядом и коллекторным током (15.38). Следует, однако, учесть, что при переключении транзистора из состояния выключено в состояние включено может оказаться, что состояние включено будет находиться в области насыщения; при этом следовало бы учесть зависимость тс от тока, которой раньше пренебрегали. Поэтому для упрощения



F

расчетов целесообразно значение tc принимать а границе области насыщениядрис. 15.12):

(15.50)

Заряд, управляемый эмиттером {Qve) заряд, управляемый коллектором (Qvc)- При включении током базы Ibi запертого транзистора, прежде чем начнется процесс перестройки заряда в базе, должна разрядиться зарядная емкость эмиттера Се. При этом должен начаться



О

О

Рпс. 15.12. 1 *аспроделсппе ко1[п,ептрацпи псосиовпых поситслеп заряда в 6a;joB0ii области боздре11фового транзистора при пасьидсиии и при преисбрсжс1И!И рсколгб'тацией.

Режим насыщенного транзистора можно п])едстаппгь как [[аложсиие двух режимов рлГ.оты нснлсыи^еиных трапзистороп. один из которых работает в нормальном, .-1 другой в lumcpcHOM ])сжимс. Копнснтрпцни в (Зазо также представляется как сумма двух г.е.личин - оцноП, относящейся к нормальному активному режиму, друюи - к заряду нас|,1И1,ения.

где и

и базу. Их заряд

СоАШ,\, (15.51) -- напряжение эмптгср--база. соответствую-

прпток дополпптельиых элект1)оп()в составляет [уравпеппе (15. 14)

и

щее двум конечным состояниям транзистора; С^, - интегральная зарядная емкость эмиттера.

Так как обычно изменение напряжения Шг не слиш-

ком велико и Вообще Qve мало ло сравнению с то можло представить себе, что Qve составляет часть Q+. Заряд Qve неявным образом связан с Тсо, откуда следует значительная зависимость его от тока.

Аналогичным образом выглядят соотношения и для коллекторной цепи транзистора, где коллекторное напряжение падает от начального значения - С/, до и^,=0


на границе области насыщения.Необходймый для этого заряд Qvc поставляется в базу через базовый электрод. В частности, для границы области насыщения можно рассчитать заряд

(15.52)

причем О .. означает интегральную емкость Сев. соответствующую напряжениям Itg,] и U,~0. Общий заряд

Свкл- необходимый для включения транзистора вплоть до границы области насыщения, равен

вкл

си с

(15.53)

Постоянная времени насыщения ts. Для описания поведения транзистора в области насыщения необходим специальный параметр. Для того чтобы перевести транзистор из активной области на границу области насыщения, необходим определенный заряд Q., который

в стационарном базовым током:

состоянии непрерывно поставляется

в

Поскольку при входе в область насыщения запирающий слой коллектора уже не собирает неосновные носители заряда, то заряд в базе увеличивается на дополнительную величину Q,s, которая связана с током базы, соответствующим состоянию насыщения транзистора:

Q.S-BsTs,

(15.54)

Постоянная времени ts при этом показывает, как долго ток базы Ibs переносится зарядов Qs. Величина Ibs определяется током базы 1в и током / .., соответствующим входу транзистора в область насыщения

в

Для того, чтобы оценить величину насыщающего заряда Qs, а затем xs как функцию параметров транзистора, насыщенное состояние транзистора представляюг как суперпозицикЗ двух активных состояний -нормального и инверсного (рис. 15.12) и таким образом учитывается реальный случай, при котором нормальному

28-1323 433

. г




активному режиму соответствует статический коэффициент передачи тока и ширина базы Wn, а инверсному активному режиму соответственно Л/ и Wi. Различие между Wn и Wj всегда имеет место в геометрически несимметричных структурах, так как в инверсном режиме вследствие различия площадей (Ас/Ае> 1) преимущественно инжектирует внешний край коллекторного перехода и, следовательно, диффузионный путь становится больше, чем в нормальном режиме, когда неосновные носители диффундируют от эмиттера преимущественно к середине поверхности коллектора.

Величину зарядов Qn и Qi можио легко определить, если разделить эмиттерный и коллекторный ток на два компонента - нормальный и инверсный:

- IeN-IeI = I EN - Ai fcb

Ic=Ar,lEN-Ici, (15.55)

fcN = A/iAs Iei = fcrAj.

Отсюда следуют соотношения, рассматриваемые как определения:

cicr en

Насыщающий заряд равен разности между общим зарядом + Q/ и зарядом, необходимым для ввода транзистора иа границу области насыщения [уравнение

(15.53)] (зарядами Qve QjjJ пренебрегается):

en и

сi ci

(15.56)

/ .. - эмиттерный ток, который соответствует достиже-нию током коллектора значения/.. Связь между токами

на границе области насыщения

A.jl

(1-Л^)/ ..

(15.57)

и между величинами, характеризуюптими насыщенное состояние, определяется константой коллекторного тока

enu

ci А

А^У (15.58>


Отсюда следует выражение для заряда Q с током базы Ibs.

связанного

en

(15.59)



Постоянная времени насыщения


(15.60)

обычно несколько меньше, чем время рекомбинации Хр=хв В активном режиме, так как в области насыщения поверхностная рекомбинация протекает более интенсивно, чем в активном режиме; для симметричных транзисторов (сощ = coi;-; Л^ = Лд) ts = тв, для несимметричных Ts<Tfi.

В режиме больших амплитуд напряжения при переключении постоянную времени ts следует рассматривать как самостоятельный параметр, потому что допущение о возможности использовать малосигнальн1>1с параметры, которые всегда измеряются в активной области; приносит известные неопределенности; эти параметры следовало бы измерять, по крайней мере, при весьма малых папрял<ениях на эмиттере и коллекторе. Постоянная же времени t.v зависит как от напряжения, так и от тока, а также от величины

дрейфового поля.

Статический коэффициент передачи тока. Следующей важнейшей для импульсных свойств величиной является статический коэффициент передачи тока В^-, который целесообразно измерять на границе области пасындепия.

В связи с этим для схем включения, в коллекторной цепи которых находится ключ, управляемый какими-либо другими причинами, целесообразно построить иную схему включения.

Если ключ открыт, то в области базы находится только заряд насыщения, который при неизменном токе базы должен быть достаточным, чтобы при закрытом ключе обеспечить протекание необходимого тока коллектора. Это тот самый случай, когда достигается



величина передаточного отношения токов (оп dem current qain):

В

ток имевшийся к моменту включения

постоянный ток /

в

(15.61)

Для несимметричных транзисторов эта величина чаще всего меньше, чем В^, Так как это отношение сводится (по крайней мере теоретически) к отношению Ts и Тсо. то Bs в принципе можно и не считать новым параметром.

С помощью параметров oQcus.s характеризую-

щих процесс управления зарядом, можно рассчитать времена переключения па основании анализа баланса заряда. Результаты таких расчетов не отличаются от результатов, изложенных в § 15.3.

Что касается обоснованности принципа управления зарядом вообще, то следует отметить, что он перестает быть справедливым тогда, когда заряды, определяющие свойства транзистора, не позволяют осуществлять управление транзистором, как это, например, имеет место при эффектах размножения носителей в коллекторе или при накоплении неосновных носителей в области коллектора неэпитаксиальных транзисторов. Неудовлетворительно объясняется также wijgle effect, который, по-видимому, связан с рекомб1П1ацпей в эмиттерном переходе.

15.6, Мощные и импульсные трагнзисторы

Транзисторы, предиазначегшые для работы в ключевом режиме, часто применяются как переключатели мощности, так что прн создании таких транзисторов необходимо учитывать не только импульсные свойства, но и явления, обусловленные большими токами и напряжениями.

Мощные транзисторы в силу своего назначения чаще всего работают в критических режимах, связанных как с большими токами и напрял<ениямп, так и с большими тепловыми нагрузками. Максимально допустимый ток нагрузки составляет l-5 А/см. Его верхняя граница определяется максимально допустимой мощностью рассеяния в запирающем слое коллектора, эффектом оттеснения тока (см. § 6.4) и падением коэф-



фициента усиления по Току fijv йри больших токах (см. § 6.3). Мож!НО считать, что значение Biv= 10 уже есть нижний разумный предел коэффициента усиления для транзистора, работающего в ключевой

Остаточное напряжение на транзисторе во включенном состоянии (см. § 9.6) должно быть малым, что сводится к требованию 1как молено- меньших расстояний эмиттер - база и как можно больших база - коллектор. Иными словами, характеристики семейства

о

должны иметь как можно больший наклон. В этом отношении транзисторная структура с кольцевыми эмиттерами (рис. 6.14) имеет определенное преимущество,

Рис. 15.13. к объясисиию ограиичепия иаприжеиия вследствие эффекта прокола при гомогенном распределении концентрацпи примеси.


0 SO ЮО р, Ом-см

хотя технологически ее трудно реализовать при наличии нескольких сменяющих друг друга колец эмиттера и базы.

Максимально допустимое напряжение па коллекторе может определяться как напряжением лавинного пробоя, так и напряжением прокола. В то премя как напряжение лавинного пробоя возрастает с увеличением удель-Fioro сопротивления высокоомной стороны'сплавного р-п перехода (см. § 1.5), напряжение прокола уменьшается с увеличением удельного сопротивления материала базы (см. § 6.5). Напряжение прокола можно было бы увеличить за счет увеличения толщины базы, однако это ухудшило бы частотные свойства транзистора. И действительно, сплавные транзисторы не обладают одновре-



J -



менно высокой граничной частотой и большим запирающим напряжением па коллекторе, причем германиевые транзисторы в этом отношении находятся ib более неблагоприятных условиях, чем 1кремние1вые (рис. 15.13).

Поскольку в транзисторах с неоднородпой базой явление прокола практически не наблюдается, эти приборы (с точки зрения напряжения на коллекторе) могут быть с большим успехом применены как мощные транзисторы, хотя они имеют довольно низкое напряжение пробоя перехода эмиттер - база (из-за сильной легиро-ванности приэмиттерпой области базы), что может сузить диапазон применимости этих приборов как ключевых транзисторов.

Величина максимально допустимой мощности потерь зависит преимущественно от условий отвода ibo мешнюю среду тепловой энергии, .возникающей в кристалле. Мерой, характеризующей процесс теплоотвода, является тепловое сопротивление /? (см. § 9.7), по величине которого мощные транзисторы отличаются от маломощных. Если Riki меньше, чем 15°С/Вт, то говорят о мощном транзисторе. В настоящее время изготавливаются транзисторы на очень больпте мощности рассеяния, которые обладают тепловым сопротивлением около 0,5°С/Вт.

Чтобы улучшить условие теплоотвода, транзисторы снабжаются специальными радиаторами, охлаждающее действие которых зависит от юго, находятся ли они в естествеппом или припудительпом потоке воздуха или воды. В последнем случае эффективность охлаждающего действия увеличивается в 4-5 раз.

Транзисторы, предпазначепные для ключевого режима работы, должны конструироваться и применяться исходя из иных точек зрения, че.м для режима усиления сигнала. От ключевых транзисторов требуются малые остаточные токи и остаточные падения напряжепия, высокое коллекторное и но позможности также эмиттерное иапряжепия и максимально допустимые токи.

С T04Kji зрения достижения малых остаточных напряжений важно создавать конструкцию с малым последовательным сопротивлением и с малой площадью коллектора, что часто приводит к выводу о необходимости создавать симметричные транзисторы. Уменьшение в них коэффициента передачи тока для ключевых применений в отличие от усилительных не играет сущест-

венной роли. То же самое касае-Рся требований к рамо-мерности семейства вольтамперных хара1ктеристик, что важно для усилительных транзисторов и почти несущественно для ключевых.

Главное внимание при создании ключевых транзисторов без сомнения должно уделяться уменьшению скорости переключения, характеризующейся либо временами переходных процессов включения и выключения (см. § 15.3), либо параметрами транзистора как прибора, управляемого зарядом (§ 15.5). Эти последние параметры более удобны для характеристики свойств транзистора как ключевого элемента, поскольку они п первую очередь зависят от свойств транзистора и лишь во втором приближении - от свойств внешней схемы включения.

Однако во всех случаях речь должна идти о снижении времени включения и выключения, что сводится к требованиям малых зарядных емкостей (малые площади переходов), большой граничной частоты fi (малая ширина базы), а также малых постоянных .времени хщ и хц. Вредное влияние последовательных сопротивлений стремятся снизить, уменьшая их величину.

Поскольку для транзистора, предназначенного для работы в схеме с общим эмиттером в ключево.м режиме, нет необходимости иметь очень большое значение коэффициента усиления по току Bn, то в таких транзисторах за счет введения в базу центров рекомбинации (легирование золотом) либо за счет специальной обработки поверхности уменьшается постоянная времени базы хвГр.

Время накопления не имеет аналога среди параметров усилительных транзисторов. Для того, чтобы уменьшить это время, в транзисторе создают условия, обеспечивающие сильную поверхностную рекомбинацию преимущественно со стороны коллектора, а такл(е умепь-1иают коэффициент его инжекции.

Насколько выполняются условия симметричности для транзисторов, предназначенных для работы в усилительном режиме, 1М0ЖН0 видеть из табл. 15.1. Время нарастания, время накопления и время спада таких транзисторов (рис. 15.14) составляет несколько микросекунд. Представленные значения относятся к -режиму управления таком базы, причем имеется в виду либо режи.м включения с тока 1в = 0 на так is, либо режим (выключения с тока 1в на 1в = 0.



До tex пор, :Пйка не достигнуто насыщение, Ёремя йа-растащия и время спада совпадают. При входе ib область насыщения -время включения уменьшается, зато время выключения 1Возрастает.

На рис. 15.15 представлены некоторые .параметры транзистора как элемента, управляемого зарядом, откуда видно, в частности, что величины ts и тсо ?примерно постоянны при .изменении тока 1с*

ЮО г--

TF80

ОС 603 0С830 РЗА

ОС 60 0С816 =

ОС 87г


Рис. 15.14. Зависимость времени нарастания Ui

накопления ) времени спада tГ(~:>

) времени

, , / -t-w.-wn иада 3 - -) от тока вклю-

чения и тока выключения 1в для различных германиевых бездрейфовых транзисторов, в схеме с общим эмиттером, управляемой током.

При выборе транзистора для (Ключевого режима следует иметь в виду, что бездрейфовые транзисторы из германия и кремния могут быть с успехом применены там, где не требуются чрезвычайно малые времена переключения.

преждевременный переход в неуправ)1яемое сбстЬя ние насыщения во м-ногих случаях ограничивает возможности применения транзистора, хотя известны также конструкции мощных и меза-транзисторов, для которых область насыщения не достигается из-за наличия дополнительного диода база - коллектор. Время переключения может увеличиться благодаря индуктивным явлениям в транзисторе.

Тсо. ИКС

о



Рис. 15.15. Параметры процесса управления зарядом для различных германиевых бездрейфовых транзисторов:

а) заряд Qyc\

б) постоянные времени т^, (

Повышение скорости перекл1очен]1я, без сомпения, может быть достигнуто за счет встраивания дрейфового поля IB базу, которое благоприятно влияет на все переходные процессы п в том числе на процесс рассасывания на.коплениого-заряда. Для количественного рассмотрения свойспв дрейфовых тра'изисторов может быть использована как теория заряда , так и модель управления током и напряжением. При этом особое внимание следует уделить дополнительному диоду 1Коллектор - база в меза-транзисторах, гак ка-к его наличие обусловливает увеличение времени накопления.

В большинстве современных транзисторов с узкой базой заметную роль играет накопление заряда в относительно толстой нейтральной области коллектора. Анализ этого процесса может быть проведен как в рамках теории заряда , так и иа основе модели управления током или напряжением.



Таблица 15

связь МЕЖДУ ГРАНИЧНЫМИ ЧАСТОТАМИ и /1. А ТАКЖЕ СТАТИЧЕСКИМИ КОЭФФИЦИЕНТАМИ ПЕРЕДАЧИ ТОКА Адг И А/ ДЛЯ РАЗЛИЧНЫХ ГЕРМАНИЕВЫХ БЕЗДРЕЙФОВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

в НОРМАЛЬНОМ И ИНВЕРСНОМ РЕЖИМЕ

Тип транзистора

ffijbn* МГц

МГц

fhfen* кГц

ОС640

ОС816

ОС872

OD603

TF80

РЗА

ОС830

1,1 17,1 10

0,69 0,12 0.55 0.3



.. . -. . 7


Iq, мА

0.986

0.974

0,968

0,993

0,99

0.948

0.992

0,972


2 2 1 )

10 10 10 10

Уменьшение времени накопления, связанного с зарядом ,в коллекторе, может быть достигнуто либо за счет введения в коллектор дополнительных рекомбинационных центров (легирова}1ие кремния золотом), либо за счет механических напряжений, которые могут быть вызваны пластической деформацией, возникающей при на-песепни иа поверхность полупроводника слоя SiOa-

Дрейфовые транзисторы, имеющие высокие граничные частоты, могут обеспечить очень малые времена переключения (порядка наносекунд). Однако эти времена переключения не могут быть использованы в полной мере, так как ключевые емкости, прежде всего при больших амплитудах напряжепия и в области насыщения, приводят к нежелательнььм задержкам при пыключении.

В этом отношении, когда транзистор переводится из области отсечки только в активную область, а состояние насыщения .вообще не достигается, уместно использовать режим токового ключа (current switching mode).

Наименьшее напряжение, которое может быть усилено транзистором, ограничивается его шумами, т. е. непроизвольными флуктуациями сигнала, вызванными случайными электронными процессами и описываемыми статистическими законами. Эти шумы создают помехи на выходе даже при отсутствии полезного входного сигнала. Для преобразователя высокого качества необходимо, чтобы напряжение полезного сигнала на выходе четырехполюсника было больше, чем напряжение шума.

По разным причинам для описания свойств преобразователя целесообразнее пользоваться не только о [ по-ujenneM сигнал/шум на ВЫходе, но также и аналогичным отпошение.м на входе, а затем ввести в рассмотрение параметр в форме коэффициента шума F [или, при логарифмическом задании, в форме меры шума (noise factor)], который можио определить для любого четырехполюсника, например, следующим образом;*

Р.. Р

Р

где Psp{Pre)-мощность сигнала (шумов) на входе четырехполюсника; Р.-.п(Рга)-мощность сигиала (шумов) на выходе четырехполюсника, отдаваемая в нагрузку.

Отношение Psa/Pse есть коэффициент усиления по мощности транзистора Vp, который всегда меньше, чем Рга/Рге, так как транзистор дает дополнительный вклад в общую мощность шумов Рга вследствие наличия внутренних шумов. Если обозначить этот последний вклад

в мощность шумов как PraziPra = Praz-PreVp), ТО будеТ

справедливо

f = 1

Р

Возможны и другие равноценные определения





Слагаемое f г -дополнительный коэфф^...

показывает, во сколько раз мощность шума, обусловленная только транзистором, больше мощности шумов на

выходе четырехполюсника, вызванных источником сигнала.

Коэффициент шума F зависит, кроме всего прочего, и от полосы частот Af устройства, использованного для исследования шумовых свойств. Если Д/составляет 1 Гц, то говорят о спектральном коэффициенте шума или просто of, определенном формулой (16.1). В некоторых случаях представляет интерес интегральный коэффициент шума в полосе частот Af> 1 Гц.

Последующий анализ шумовых свойств, особенно коэффициента шума, следует проводить по двум машра-влениям: в направлении, связанном с анализом причин шума, обусловленных транзистором, и в направлении Т1рикладпом, исходящем пз формального шумового четырехполюсника.

Анализ касается преимущественно бездрейфового транзистора, так как соотношения для дрейфового транзистора, за исключением некоторых тонкостей, в о-сповном качественно совпадают с соотношениями для беядрейфовых транзисторов.

16.1. Коэффициент шума четырехполюсника**

Шумящий четырехнолюоинк всегда можно представить как свободный от шумов четырехполюсник с двумя источниками шума, включенными как коррелирующие ко.мплекспые источники шумов. Таким образом, они отражают все причины шумов, действующие в шумящем четырехполюснике (рис. 16.1,а).

Целесообразность применения той или иной из шумовых с.чем замещения зависит от -конкретных условий. Схема, показанная иа рнс. 16.1,6, обладает нанбольшн-ми преимуществами, так как она содержит все источники шумов, включенные перед четырехполюсником, и кроме того, ее .можно представить в форме одного шумящего четырехполюсника. Только ои и определяет шумовые свойства. Сам по себе он не оказывает никакого влияния на преобразование сигнала (продольное сопротивление равно нулю, поперечное - бесконечно велико).


*) В дальнейшем различие между f и fz почти не подчеркивается.

**) Ниже следует сокращенный шеревод, соответствующий гл. 19 Монографии. - Прим. перев.


Между отдельными источйикаШ шушв, да ми на схемах рис. 16.1,а и б, можно установить связь:

(16.3)

а корреляцию между iri и hz описать с помощью коэффициентов корреляции

(16.4)

1 соответствует полной корреляции, а р

прн'чем р = 0 - полному отсутствию корреляции

транзистор



у 9 Гоператор

i Шумящий i четь(рехпо люсиих

р) Неш.умЯ' и^иачеты рехполюсиик сигнала

Рпс. IG.l. Заме[м шумящего четырехполюси)п<а одним иешумящнм четырехполюсником и двумя коррелирующими друг с другом генераторами шумов:

С1) схема с двумя генераторами - на входе н выходе;

б) схема с четырехполюсником lia иходе (з.тесь дополпителкно показан генератор сигнала).

С целью установления корреляции между Ur и ir шулювой ток л г разделяют -на две составляющие: одну (Vn) - иекогерентную к th, другую ( Укор) - когерентную к f/r, т. с. (г^гп + гГ-ор- Комплексная проводимость корреляции Ti-op пе создает потерь шумовой мощности, т. е. ее шумовая температура равна т1улю.

Поскольку установлены соотношения (16.3), то для дальнейшего анализа (особенно при расчете F) достаточно воспользоваться схемой замещения, изображенной на рис. 16.1,6.

Генератор сигнала, подключенный ко входу четырехполюсника, в основном обладает только тепловыми шумами, поэтому его можно заменить пешумящен проводимостью источника сигнала Уо=ОоЧ-/бс и генерато-



1 ... 18 19 20 21 22 23 24
Яндекс.Метрика