Главная » Книги и журналы

1 ... 5 6 7 8 9 10 11 ... 25

т

бой трехплечный СВЧ элемент (шестнполюсник), состоящий из параллельного Т-тройника, боковые плечи которого связаны между собой активным сопротивлением R на расстоянии AJi (для средней частоты /и) от места их разветвления у длеча 3. При волновом сопротивлении кольца, равном W = V2W, и сопротивлении R = 2W кольцевой делитель обладает следующими свойствами.

1,0 1,2 1,rholK

Рис 3.33 Частотные характеристики параметров кольцевого делителя без потерь.

При согласованных нагрузках плеч их входные импедансы тоже согласованы (р = 1), а мощность, подводимая к плечу 5, поровну делится между плечами / и 2, которые при этом между собой развязаны. Величина развязки плеч / и 2 равна p.=i3 == РхРг при подведении сигнала к плечу / или раз == PJP\ ири его подведении к плечу 2. Это означает, что сигнал, поданный в плечо / или 2, выходит из плеча 3, ослабленный на 3 дБ (вторая половина мощности сигнала поглощается в резисторе R) и почти, не проходит в плечо 2 (или/).

Частотные характеристики параметров кольцевого делителя без потерь (рис. 3.33) рассчитываются по формулам, приведенным в 113!. Как видно из рис. 3.33, кольцевой делитель имеет весьма широкую полосу пропускания. В частности, при Lp, 20 дБ и рз 1,22 его полоса рабочих частот При = 36%.

Активные потерн в кольцевой линии незначительно ухудшают параметры делителя, при этом вносимое ослабление будет возрастать на величину потерь. Например, при полных потерях отрезка кольцевой линии длиной /, лежащих в пределах а = 0,001... 0,1 Нп, параметры делителя на частоте / равны: pi2<l,002; Рз< 1,09; Lpa, > 29,7 дБ, LiL з< 3,88 дБ. Расчет влияния )ассогласования нагрузок на параметры делителя приведен в 15J.

Если сопротивление резистора R можно считать сосредоточенным, т. е. если его длина значительно меньше Ло/2 (рис. 3. 32, б), то длина кольцевого отрезка линии / == Л ,/4. В противном случае для сохранения описанных свойств кольцевого делителя, т. е. для компенсации сдвига фазы, вносимого резистором, необходимо увеличить длину кольцевой линии так, чтобы 2 / = а + Ло/2. При этом требуемый диаметр средней окружности кольца определяется из соотношения яр 2 а + Л„/2. В осталыю.м проектирование кольцевого делителя сводится к проектированию отрезков МП.Я определенной длины и волнового сопротивления (аналогично проектированию кольцевого моста), и пленочного резистора.

Элементы с сосредоточенными параметрами для СВЧ ИС

Современное технологическое оборудование для нанесения металлических и диэлектрических пленок позволяет изготавливать пленочные индуктивности L, конденсаторы С и резисторы R столь малых размеров, что их можно считать сосредоточенными вплоть до Х, 3 см. Это означает, что геометрические размеры таких элементов составляют малую долю длины волны колебаний-меньше 0,1 Л. Использование сосредоточенных L, С, R вместо микропо-

Рис. 334. СВЧ индуктивности (а) и конденсаторы (б) с сосредоточенными Параметрами:

- пленочный мнкрополосковый проводник, создающий индуктивность; г - диэлектрическая подложка; 3 - одновитковая индуктивность И) проводника /; - полосковые выводы; переходящие в МПЛ; 5 - индуктивность в форме плоской спирали. из проводника (; - пленочные метал.пические обкладки конденсатора; 7 - диэлектрическая плеВ-ка; в -пленочные металлические штыри гребенчатого конденсатора.

лосковых элементов (элементов с распределенными параметрами) приводит к уменьшению размеров СВЧ ИС, повышению плотности их упаковки, снижению в ряде случаев стоимости этих схем и, что особенно вал<но, к увеличению полосы пропускания СВЧ ИС [19,261. Последнее обусловлено тем, что добротность колебательного контура на элементах с распределенными параметрами при Одном и том же активном сопротивлении потерь всегда выше добротности контура на сосредоточенных L, С.

Сосредоточенная индуктивность L может быть реализована в виде прямолинейного пленочного проводника, одновитковой или многовитковой спиральной плоской катушки (в зависимости от требуемой величины L), наносимых на поверхность диэлектрической

подложки (рис. 3.34, а). Индуктивность прямолинейного проводника длиной I и шириной ш равна (рис. 3.35) [23, 26]

Lx2 1{\п llw + 1,193 + 0,224 wit) [нГ], (3.71)

где размеры выражены в сантиметрах, при этом предполагается что t << W. Индуктивность одновитковой катушки рассчитывается по этой же формуле, если диаметр витка много больше w. Прямолинейные и одновитковые индуктивности применяют, когда требуемые значения L < 4 нГ. Для получения больших значений L используют спиральные катушки, индуктивность которых равна

1/1,нГ/сн

		у

id, + d,) -7 d,) [нГ],

3 30

7 70

Рис. 3.35. Зависимость погонной индуктивности прямолинейного ленточного проводника от его размеров:

/ - для ;/011 = 1...10; г -для г/ш-1О...10О

/(15rf -

(3.72)

где п - число витков спирали; d и rfs - наружный и внутренний диаметры спирали, мм (рис. 3.34, а).

Ширина пленочных проводников сосредоточенных индуктив-ностей составляет обычно w = = 0,1... 0,2 мм, толщина проводника, как и в МПЛ, должна быть t > (3...5) бс, где бд - толщина скин-слоя. Добротность прямоли-определяется соотношением

(3.73)

\ALwVf iklУр,

нейнои индуктивности

где Z, -индуктивность, кГ; / - частота, ГГц; р - удельное сопротивление проводника. Ом см (см. табл. 3.5); k = 1,3... 2- поправочный коэффициент, учитывающий вытеснение тока из углов полоскового проводника и зависящий от отношения wit. При wit = 1... 5; 5...10; 10...20 и 20... 100 величина й соответственно равна 1,3...1,4; 1,4...1,6; 1,6...1,7 и 1,7...2. Добротность многовитко-вой спиральной катушки, как показывает анализ, оказывается максимальной при н^в = 5 и в этом случае равна

Q, = 2,4yLf/A.yprf ,

(3.74)

где W, dg измерены в сантиметрах, L - в наногенрн, / - в гигагерцах, р- в омах, умноженных на сантиметр. Добротность ин-дуктивностей зависит от частоты (пропорциональна У/) и на / = = 2 ГГц лежит в пределах от 50 до нескольких сот единиц.

Формулы (3.71), (3.72) справедливы, когда вблизи индуктив-ностей нет заземленных проводников и поверхностей. Чтобы влия-146

нием последних на величину L можно было пренебречь, расстояние от индуктивности до ближайшего заземленного проводника на поверхности подложки должно быть больше 5ш, а расстояние до заземленной поверхности под индуктивностью должно превышать 20ш. Последнее означает, что при наличии на обратной стороне подложки заземленной поверхности толщина подложки должна быть h>20 W. В противном случае величина L будет меньше рассчитанной по формулам (3.71), (3.72),

Пример 3.9. Требуется рассчитать размеры и добротность одновитковой индуктивности.

Исходные данные: L= 1,6 нГ на частоте / = 3 ГГц (А, = 10 см). Материал проводника - медь.

Г. Полагаем средний диаметр витка cfcp УУ w. Поэтому расчет размеров проводи.м так же, как для прямолинейного проводника. Выбираем отношение размеров проводника ш=20 и по рис. 3.35 находим Z, = 8,4 нГ/см. Требуемая длина проводника / = = 1,68,4 = 0,19 см = 1,9 мм.

2. Выбираем ширину зазора между выводами витка (рис. 3.34, а) /з = 0,5 мм. Тогда суммарная средняя длина окружности витка = / + /з = 2,4 мм, откуда находим rfcp = = /ер/л= 2,4/3,14 = 0,765 мм. Ширина проводника w= 20 = = 0,095 мм = 95 мкм. Отношение dcplw = 8,05, т. е. можно считать диаметр rfcp много больше ширины w.

3. Из табл. 3.5 находим для меди удельное сопротивление р = l/cr = 1/5,8 10= 1,72 10- Ом см и толщину скин-слоя бс = 2,09/1/з= 1,21 мкм. Толщину проводника берем равной /= 5 бс 6 мкм.

4. Добротность индуктивности рассчитываем по формуле (3.73), в которой для wit = 95/6 16 принимаем коэффициент k = 1,65:

д = 1,41,бУз'/1,65.20У1,72.10- = 90.

Пример 3.10. Требуется рассчитать размеры и добротность спиральной катушки индуктивности (рис. 3.34, а).

Исходные данные: L = 50 нГ на частоте / = 3 ГГц; материал проводника - медь.

1. Задаемся отношением наружного и внутреннего диаметров спирали djd = 5 (для получения максимальной добротности) и внутренним диаметром d = 0,5 мм, тогда rfg = 2,5 мм.

2. С помощью формулы (3.72) находим необходимое число витков катушки

п = Vl (15d, - 7d,)/5 (d TdJ = = У50(15-2,5-7.0,5)/5 (2,5 +0,5)2-6,2.

3. Выбираем ширину зазора между соседними витками спирали равной S- 0,6 W. Число витков зазора на единицу меньше числа витков проводника п. Поэтому (d - с?в) /2 = пш (п-1) s = = 0,5 ьу* п{п~1). Отсюда находим

- W = У(4-4)/2.0,5п (п- П = У(2,5-0,5)/6,2-5,2 0,25 мм;

s = 0,125 мм.

, 4, Как и в примере 3.9, принимаем р = 1,72 10-*Ом см и t = 5бс = 6 мкм. Тогда ш/ = 250/6 42 и значение k для расчета добротности принимаем равным 1,8.

5. Добротность катушки индуктивности вычисляем по формуле (3.74):

Qa, = 2,4-0,025 У50/1,8 У1,72-10--0,25 = 622.

Сосредоточенные емкости (конденсаторы) бывают двух типов: трехслойные и однослойные, или гребенчатые (рис. 3.34, б). Первые представляют собой обычные плоские конденсаторы, состоящие из двух металлических пленок-обкладок, разделенных тонкой (меньше 1 мкм) диэлектрической пленкой, например, из двуокиси кремния (SiOa). Для них характерны значительные емкости (десятки пи-кофарад) при малых размерах, поэтому они являются сосредоточенными вплоть до очень высоких частот, однако технология их изготовления сложнее гребенчатых, так как они состоят из трех слоев. Гребенчатые конденсаторы имеют емкость от сотых долей до 10 пФ, являются сосредоточенными до / = 1-3 ГГц и занимают ббльшую площадь на подложке, чем трехслойные [19,261.

Емкость трехслойного конденсатора рассчитывается по формуле плоского конденсатора С == ее 5 д, где е - относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрической пленки; е == = 8,85 10 Ф/м; S = iw - площадь обкладок; /д - толщина диэлектрической пленки. При использовании пленки из SiO толщиной I мкм емкость на единицу площади равна С = = 35,5 пФ/мм. Добротность конденсатора Q определяется потерями проводимости в обладках (Qn) и диэлектрическими потерями в диэлектрической пленке (Q ), так что

1/Q = 1/Qn + l/Qn. (3.7,5)

где = 1/со /?С; Qд=l/tgб; = 4/?п Зш - сопротивление проводника обкладки, а рассчитывается по формуле (3.60). Добротность Q пленки из SiO.j лежит в пределах от 20-80 до 5000 и зависит от технологии ее нанесения.

Гребенчатые конденсаторы (рис. 3.34, б) целесообразно использовать при С < 5 пФ. Емкость такого конденсатора зависит от числа ячеек и размеров элементов гребенки (предполагается, что на обратной стороне подложки нет заземленной металлической пленки). Величина емкости рассчитывается по формуле [201

С = 8,85 . Ю- / (е + 1) 12 Ai (п - 1) + Л,1 [пФ], (3.76)

где = 0,614 (/1 д)>25 (ш 1)0-39; = 0,41 + 0,775ш/(2п-1)х X (о' + д),-длина зубца, см; п-число ячеек гребенки, равное числу зубцов или впадин одного из электродов; е - относительная диэлектрическая проницаемость подложки; к - толщина подложки; д - ширина зазора между зубцами, ш - их ширина. Число ячеек гребенки равно п - /2 (ш + д), где к^эл ~ ширина электрода (подводящей линии).

Добротность гребенчатых конденсаторов имеет величину такого же порядка, что и трехслойных, и рассчитывается по той же формуле (3.75), только в этом случае эквивалентное последовательное сопротивление R ~ 4/?п Зпда.

Пример 3.11. Требуется рассчитать размеры и добротность гребенчатого конденсатора.

Исходные данные: емкость С = 1,5 пФ на частоте f = 2 ГГц. Подложка из сапфира толщиной Л = 1 мм, е = 9,9, tg б = 10*. Материал проводника - медь, ширина электрода гребенки дал == = 1.5 мм.

1. Задаемся шириной зазора между зубцами д = 30 мкм, а ширину зубца предварительно примем равной w 5/д = 0,15 мм.

2. Определяем число ячеек гребенки п = w.J2 (w + / ) = = 1,5/2 (0,15 + 0,03) == 4,16. Округляем до целого числа и принимаем для дальнейшего расчета п = 4. Уточняем величину w из соотношения для числа ячеек: w + = wJ2n=0,\875 мм, откуда W = 0,1875 - 0.03 = 0,1575 мм = 157,5 мкм.

3. Из формулы (3.76) находим длину зубца:

I = С/8,85 . 10-* (е + 1) [2Ai (п- 1) + А^], где Ai = 0,614 (1/0,03)<>- (0,1575/1) - зэ = 0,66; Лг = 0,41 -Ь + 0,775 . 157,5/ (2.4 - 1) (157,5 + 30) = 0,503. Тогда

/ = 1,5/8,85 . 10-* (9,9-1-1)[2 0,66 (4 - 1) + 0,503) = 0,35см.

4. Добротность конденсатора рассчитываем по формуле (3.75): 1/Q = со /?С + tg6, где R= ARa l/Snw. Из табл. 3.5 находим для

, меди удельное сопротивление р = 1,72 10- Ом см и толщину скин-слоя бс = 2,09/У2 = 1,48 мкм. Определяем R = р/бс = = 1,72 . 10- /1,48 10-* = 1,16 10-== Ом/П и /? = 4 1,1бХ X 10 . 3 5/3 4 0,1575 = 0,086 Ом. Рассчитываем добротность конденсатора Q= 1/(6,28 2 10 1,5 Ю' 0,086+ 10*) = 581.

Пленочные резисторы изготавливают обычно нз хрома, нихрома или тантала с поверхностным сопротивлением /? = = 10-500 Ом/П. Эти металлы отличаются хорошей стабильностью сопротивления и низким температурным коэффициентом сопротивления. Резисторы имеют прямоугольную или квадратную форму (рис. 3.36, а, 3.38, б). Сопротивление резистора равно

R = RJ/w, где I, w- размеры прямоугольника резистора, ври-- чем / - размер между подводящими проводниками.

Используя рассмотренные здесь элементы L, С, R с сосредоточенными параметрами, а также ферритовые циркуляторы с сосре- , доточенными параметрами, подобные описанным в [19], можно создавать не только любые пассивные СВЧ ИС (рис. 3.36), но и такие же активные СВЧ ИС, как и на элементах с распределенными парамет-

Иижняя сторона поШжки не покрыта эаземленныл пленочным проводником

\\\\\\\\\\\\\\\\ч^ \

\\\\\\\\\\\\\\\ \ -,\ \

ч~\\\\\

Нижняя сторона подложки не покрыта заземленным пленочным проводником

Рис. 3,36. Примеры топологических схем СВЧ ИС на элементах сосредоточенными параметрами и их эквивалентные схемы:

а - параллельный резонансный контут) С последовательно включенным 1>езистором; б ~ фнльтр нижних частот.

рами: усилители, генераторы и др. Различные активные СВЧ ИС на элементах с сосредоточенными параметрами и их характеристики описаны в [19,23, 26].

Микрополосковые аттенюаторы, ответвители и оконечные нагрузки

Аттенюаторы служат для уменьшения уровня мощности, проходящей через них в линию [25]. В СВЧ устройствах радиоприемников их используют для установления требуемого уровня мощности СВЧ колебаний в некоторых точках СВЧ ИС, например: мощности гетеродина, подводимой ко входу смесителя, мощности сигнала передатчика на входе радиолокационного смесителя АПЧ, мощности накачки на входе параметрического усилителя. Различают аттенюаторы постоянные (фиксированные) и переменные.

Микрополосковый постоянный аттенюатор представляет собой участок МПЛ, содержащий поглотитель СВЧ энергии в виде ре-зистивной пленки (рис. 3.37). Последняя плавно сужается от сере-150

Рис. 3.37. Микрополосковый аттенюатор:

/ - резистнвная пленка; полоско-вый проводник МПЛ,

дины К краям для обеспечения низкого КСВ со стороны входа и выхода аттенюатора. Затухание, вносимое им, зависит от поверхностного сопротивления резистивной пленки (хром, нихром, тантал), ее длины и конфигурации.

В переменных аттенюаторах поглотитель представляет собой подвижную пластину из диэлектрика с резистивным поглощающим слоем или из поглощающего материала. Поглотитель устанавливают над полосковым проводником МПЛ, которому обычно придают специальную форму (например, форму полукольцевого проводника) для увеличения затухания, вносимого поглотителем. При регулировании положения поглотителя относительно полоскового проводника МПЛ (вращением или поступательным перемещением поглотителя) вносимое затухание изменяется. Возможны и другие способы построения переменных аттенюаторов.

В качестве электрически управляемых переменных аттенюаторов в СВЧ ИС применяют также аттенюаторы на р - i ~ -диодах. Их расчет и проектирование рассматриваются в 30].

Ответвители мощности являются обычно направленными и представляют собой две связанные линии (восьмиполюсник), одна из которых - основная - включается в МПЛ, откуда ответвляют часть мощности, другая - побочная - эту мощность отводит в требуемую часть устройства. Примером направленного ответвн-теля является шлейфный ответвитель, частным случаем которого является шлейфный мост (рис. 3.28), имеющий переходное ослабление (соотношение уровней мощности в выходных плечах основной и побочной линий) Lao = 3 дБ. Переходное ослабление шлейф-ных ответвителей зависит от волновых сопротивлений входящих в них отрезков линий и шлейфов. Обычно в направленных ответ-вителях/.по= 10...30 дБ. Расчет и проектирование микрополосковых направленных ответвителей рассмотрены в [15,27, 28]. Направленные ответвитати включают в СВЧ ИС для ответвления части мощности сигнала, например, чтобы измерить его частоту, спектр и другие параметры.

Оконечные нагрузки используют в СВЧ устройствах в качестве согласованных поглотителей СВЧ энергии [25], например, в свободном плече направленного ответвителя либо СВЧ моста, работающего в качестве делителя мощности. Микропо,госковые нагрузки представляют собой слабо отражающие поглотители СВЧ энергии (КСВ < 1,1...1,2), выполненные в виде пленки из резистив-ного материала. Нагрузки могут быть распределенными и сосредоточенными (рис. 3.38). В первых (рис. 3.38, а) поглотитель имеет вид плавно расширяющейся резистивной пленки, что обеспечи-

вает согласование поглотителя с МПЛ. Величина КСВ зависит от конфигурации, поверхностного сопротивления пленки и длины поглотителя.

В сосредоточенных нагрузках (рис. 3.38, б) используется пленочный резистор, сопротивление которого равно волновому сопротивлению МПЛ. Резистор нагружен на разомкнутый четвертьволновый отрезок МПЛ, входное сопротивление которого равно

Рис. 3 38. Распреде.ленная (а) н сосредоточенная (б) микрополосковые оконечные .нагрузки:

J - полосковый проводник МПЛ; 2 - резистивная плевка.

нулю, что обеспечивает для токов СВЧ короткое замыкание выходного зажима резистора с заземленным проводником МПЛ. Расчет резистора для такой нагрузки производят аналогично рассмотренному на с. 149.

Изгибы и разомкнутые отрезки р^икрополоскопых линий

В СВЧ ИС при соединении отдельных элементов отрезками МПЛ часто приходится использовать изгибы МПЛ, особенно 90 градусные. Изгибы бывают плавные и уголковые в виде излома МПЛ (рис. 3.39).

Плавный изгиб (рис. 3.39, а) образуется путем включения в линию кольцевого отрезка МПЛ с радиусом средней окружности г. Неоднородность, вносимая з линию плавным изгибом, минимальна и весьма мала, когда длина кольцевого отрезка МПЛ равна или кратна Ли/2.

Уголковый изгиб (рис. 3.39,6) занимает минимальную площадь на микрополосковой плате, поэтому ему часто отдают предпочтение. Для сохранения низкого КСВ в линии, т. е. для сведения к минимуму неоднородности, возникающей в месте излома МПЛ, уголковый изгиб срезают, причем глубина среза зависит от угла изгиба. Для 90-градусного изгиба оптимальному срезу соответствует afl,4w (рис. 3.39, 6) [28].

Отрезки МПЛ с разомкнутым концом широко используют в СВЧ ИС: в качестве элементов согласования импедансов (например, диодных секций), в СВЧ фильтрах и др. Для создания нулевого импеданса нагрузки МПЛ (короткого замыкания для токов СВЧ) также применяют разомкнутые четвертьволновые отрезки линии, как это показано на рис. 3.38, б.

Из-за неоднородности, которую представляет собой разомкнутый конец линии, на нем накапливается избыточный электрический заряд, что эквивалентно появлению концевой сосредоточенной емкости, включенной параллельно МПЛ. Кроме того, с этого конца возникает излучение, заметное на частотах выше 1 ГГц, что увеличивает потери в линии. Сосредоточенная концевая емкость увеличивает эффективную длину линии по сравнению с физической на величину Д/, зависящую от размеров МПЛ (рис. 3.40). При проектировании разомкнутых отрезков МПЛ физическая длина / должна быть меньше расчетной на величину Д/, т. е. / = /рач -

о,г

									z.
					j

Рис. 3 39. Пляпный (о) н уголковый (б) изгибы мимрополоскооой линии.

Рис. 3.40, Зависимость величины уменьшения А/ ра,<очкнутого отрезка МПЛ от его размерив.

Например, для разомкнутого отрезка МПЛ, имеющего толщину подложки /г = 1 мм и отношение wlh = 2, из рис. 3.40 находим, что уменьшение длины из-за концевой емкости составляет MlhQ,Zl и Д/ = 0,37 1 =0,37 мм.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Транзисторы. Параметры, методы измерений и испытаний. Под ред. И. Г. Бергельсона, Ю. А. Каненецкого, И. Ф. Николаевского. М., Сов радио , 1968, Авт.: М. Г. Агапова, В. Л. Аронов, И. Г. Бергельсон и др.

2. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. Под >ед. Р. А. Валитова. М., Связь , 1972. Авт.: Г. П. Балан, В. Я. Баржин,

. А. Валитов и др.

3. Фалькович С. Е., Музыка 3. Н. Чувствительность радиоприемных устройств с транзисторными усилителями. М., Энергия , 1970.

4. Арсланов М. 3., Рябков В. Ф. Радиоприемные устройства. М., Сов. радио , 1972.

5. Руденко В. М., Халяпин Д. Б., Магнушепский В. Р. Малошумяшие входные цепи СВЧ приемных устройств. М., Связь , 1971.

6. Севин Л. Полевые транзисторы. Пер. с аигл. Под ред. Е. 3. Мазеля.

М., Сов. радио , 1968.

7. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. Пер. с аигл. М., Энергия . 1970.

8. Ричмап П. Физические основы полевых транзисторов с изолированным затвором. Пер. с англ. Под ред. Г. Г. Смолко. М., Сов. радио , 1971.

9. Кроуфорд Р. Схемные применения МОП-транзисторов. Пер. с англ. Под ред. М. С. Сонина. М., Мир , 1970.

10 Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интегральным схемам. Под общей ред. Н. Н. Горюнсва. М.. Энергия . 1972. Авт. Н. Н. Горюнов. А. Ю. Клейман. Н. Н. Комков и др.

П. Маттей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ. согласующее цепи и цепи связи. Т.1, 2. Пер. с англ. М., Слязь . 1971.

12. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М., 1 ос-

энергоиздат. 1958. . .,

13. Крохин В. В, Элементы радиоприемных устройств lb4. от., ьов.

радио , 1964.

14. Орлов С. И. Расчет и конструирование коаксиальных резонаторов.

М., Сов. радио . 1970. г-г>т1 .

15. Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет СВЧ эле.мен-тов на полосковых линиях. М., Сов. радио . 1972. .

!6. Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р., Смирнов В. П. Справочник по элементам волноводной техники. М.. Сов. радио , 1967.

17. Халяпин Д. Б. Коаксиальные и полосковые фильтры сверхвысоких частот. М., Связь . 1969.

18. Воинов Б. С. Широкодиапазонные колебательные системы к^он, М., Сов. радио . 1973.

19. Эйчисон. Дейвис. Хиггинс и др. Элементы с сосредоточенными по-сЬянными на СВЧ.- Зарубежная радиоэлектроника , 1972, №8. с.88-101.

20. Бинотто, Пьясентини. Гребенчатые тонкопленочные конденсаторы,- Зарубежная электронная техника . 1973. № 3. с. 12-19.

21. Воробьев В. В. Щелевые линии передачи и компланарные волноводы для интегральных СВЧ схем. - Зарубежная радиоэлектроника , 1972, №5, с. 93-116,

22 Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ. Т. 1.М.. Высшая школа , 1970,

23. Собол, СВЧ применения технологии интегральных схем. - в кн.: Полупроводниковые приборы СВЧ. Под ред. Ф. Брэнда. Пер. с англ. Под ред. Тагера А. С. М.. Мир . 1972. тыысао

24. Шнейдер. Диэлектрические потерн в гибридных ИС. - 1ИИс р, 1969. № 7, с. 99-100.

25. Клич С. !Л. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных приемников. М., Сов. радио , 1973.

26. Колтон, Гершенов, Найт, де Брехт. СВЧ интегральные схемы на элементах с сосредоточенными постоянными и перспективы их применения. - Зарубежная радиоэлектроника , 1972. № 4, с. 104-124.

27. Конструирование и расчет полосковых устройств. Под ред. И. С. Ковалева. М.. Сов. радио . 1974. Авт.: В. И. Голубев, И. С. Ковалев. Е. Г. Кузнецов и др.

28. Малорацкий Л. Г. Микроминиатюризация элементов и устройств СВЧ. М., sCoB. радио , 1976.

29. МузыкаЗ. Н., Пустоваров В. Е., Синица Б. Г. Расчет высокочастотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. М.. Энергия , 1975.

30. Дзехцер Г. Б., Орлов О. С. Р-1-п даоды в широкополосных устрои-стиах СВЧ. М., fCoe. радио , 1970.

ВХОДНЫЕ ЦЕПИ РАДИОПРИЕМНИКОВ

4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Входная цепь соединяет антенну и.пи антенно-фидерную систему с 1-м каскадом приемника (усилителем радиочастоты или преобразователем частоты). Входные цепи можно классифицировать по ряду признаков.

По частотным диапазонам различают входные цепи приемников умеренно высоких частот (длинных, средних, коротких и метровых волн), в которых используются контуры с сосредоточенными постоянными, и приемников сверхвысоких частот (дециметровых, сантиметровых, миллиметровых воли), в которых применяются коаксиальные, полосковые, микрополосковые и полые резонаторы.

По характеру используемой антенны различают входные цепи, работающие с настроенной и ненастроенной антенной. По способу настройки контуров различают входные цепи с настройкой иа фиксированные частоты и диапазонные входные цепи, считая, что настройка производится изменением емкости контуров. По виду связи с антенной различают входные цепи с индуктивной, емкостной, непосредственной и комбинированной связью. По числу контуров различают в основном одноконтурные и двухконтурные входные цепи; апериодические и многоконтурные входные цепи применяются сравнительно редко.

Исходными данными для проектирования и расчета входных цепей являются:

- активные и реактивные проводимости и I/Xa антенно-фидерной цепи п их разброс;

- входные параметры 1-го каскада приемника Rbx и С„ и их разброс;

- способ настройки контуров и граничные частоты диапазона или поддиапазонов (в многодиапазонных приемниках) илн фиксированные частоты (при отсутствии плавной настройки);

- промежуточная частота приемника;

- число контуров входной цепи и их эквивалентные затухания; -степень связи между контурами двухконтурной входной цепи;

- Минимальный коэффициент шума 1-го каскада приемника (расчет его излагается в гл. 5);

- допустимые изменения характеристик входной цепи при перестройке по диапазону частот и изменении параметров антенны.

Приемную антенну можно представить генератором э. д. с. а, включенным последоватепьно с комплексным внутренним сопротивлением Za (рис. 4.1). Эта э, д. с. равна

Еа = Ад Е, (4.1)

где Лд - действующая высота антенны, м; Е - напряженность влектрической составляющей поля сигнала в точке приема, мкВ/м.

Размеры настроенной антенны выбирают так, чтобы ее резонансная частота/о л равнялась частоте принимаемого сигнала или средней частоте диапазона принимаемых частот. Внутреннее сопротивление настроенной на /о а антенны (например, полуволнового вибратора или антенны профессионального приемника

о СВЧ) является чисто активным (Za Ra).

гт~ Если такая антенна соединена с приемником

и фидерной линией с волновым сопротивлением

ФWф = Ra или сопротивление фидера согласо-вапо с антенной трансформатором, то также --Za =/?а- На частотах, отличных от Д, л, согласование антенны с фидером нарушается и Рис. 4.1. Эквняа- мощность, отдаваемая приемнику, падает. По-.ygjiiy этому настроенную антенну можно использовать для приема на фиксированной частоте или в узком диапазоне частот. При выборе размеров ненастроенной антенны таким образом, чтобы/ц ах 1,7/в А, эквивалент антенны приобретает вид, показанный рис. 4.2, а. При длине антенны 1а (< miii или/ц max <</ А (например, при штыревых антеннах подвижных раций) мы получаем Za = Ra + 1/JwCa (рис. 4.2, б) и при Ra I/coCa

-rr-ZZ2-II-о

О

HI-о

Рис. 4.2. Эквивалентные схемы ненастроенных антенн.

получаем Za - 1/JwCa (рис. 4.2, в). При рамочных магнитных антеннах Z = Ra -\- jfoZ-a.

При проектировании входной цепи следует выбрать способ связи входного контура с антенной; рассчитать элементы принципиальной схемы входной цепи и определить параметры входной цепи: коэффициент передачи напряжения (мощности); полосу пропускания; ослабление зеркального канала и помехи на промежуточной частоте; коэффициент шу.ма.

4.2. ВХОДНЫР ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ УМЕРЕННО ВЫСОКИХ ЧАСТОТ

[Рассмотрим сначала одноконтурные входные цепи диапазонных приемников с ненастроенной антенной. При выборе связи контура с антенной надо иметь в виду следующее. Непосредственная связь контура с антенной (рнс. 4.3) наиболее проста, но для нее харак-156

терно наибольшее влияние параметров антенны на входную цепь и значительное изменение показателей входной цепи (коэффициента передачи, полосы и избирательности) по диапазону. Поэтому такая входная цепь используется в простейших дешевых переносных приемниках.

О^Непосредственная связь с магнитной антенной (рнс. 4.4) широко используется в переносных приемниках. Магнитная антенна имеет

Рис. 4,3. Схема входной цепи с непо- Рнс. 4.4. Схема входной цепи с не-средственной связью с антенной и нн- посредственной связью с магнитной дуктивнон связью с транзистором. антенной и внутриемкостнон связью

с транзистором.

малые размеры, что удобно с конструктивной точки зрения. Кроме того, направленные свойства ее позволяют улучшить помехо-за1цищенность приемника благодаря пространственной селекции. ХВнешнеемкостная связь с антенной (рис. 4.5) проста, может обеспечить достаточно большой коэффициент передачи по на-

К

Рис. 4.5. Схема входной цепи с внеш- Рис. 4.6. Схема входной цепи с вну-неемкостной связью с антенной и триемкостной связью с антенной и нн-внутриемкостиой связью с транзисто- дуктивной связью с транзистором, ром.

Пряжению и высокую избирательность, но приводит к большой неравномерности параметров входной цепи по диапазону. Напри мер, в такой цепи при / тах< /о А коэффициент передачи изменяется пропорционально квадрату частоты. Поэтому эта связь используется либо в низкокачественных приемниках, либо в приемниках с малыми коэффициентами перекрытия поддиапазонов.

Внутриемкостная связь с антенной (рис. 4.6) при foh>f max обеспечивает примерно постоянный коэффициент передачи по диа-

пазону. Основной недостаток этой связи заключается в том, что ее коэффициент передачи зависит от емкости антенны. Поэтому такая цепь при применении малогабаритных антенн, т. е. антенн с малой емкостью, имеет низкий коэффициент передачи. Если учесть, что действующая высота малогабаритных антенн неветнка, то эффективность таких антенн при внутриемкостной связи особенно низка. Поэтому внутриемкостная связь с антенной используется редко.

. Индуктивная связь с антенной (рис. 4.7) может использоваться в режиме удлинения, когда /ол</от!п- где Д д - резонансная частота цепи, состоящей из антенны и катушки связи Z-cbA- Ра-

Рис. 4.7. Схема вхоаной цепи с индуктивной связью с антенной и транзистором.

Рис. 4.8. Схема входной цепи с комбинированной связью с антенной и индуктивной связью с транзистором.

бота В режиме совпадения, когда /отах >/о а >/о min. недопустима из-за большой неравномерности параметров входной цепи по диапазону.

Работа в режиме укорочения, когда /о а >/о max. возможна, но при этом коэффициент передачи изменяется пропорционально квадрату или даже кубу частоты. Поэтому режим укорочения используется редко, лишь при малом коэффициенте перекрытия диапазона или в сочетании с внутриемкостной связью контура входной цепи с транзистором, коэффициент передачи которой обратно пропорционален частоте.

Наибольшее распространение получил режим удлинения, при котором коэффициент передачи падает с частотой. Так как коэффициент усиления УРЧ растет с частотой, то в режиме удлинения входной цепи коэффициент усиления преселектора по диапазону изменяется незначительно. Недостаток индуктивной связи - пониженная избирательность на частотах, близких к резонансной частоте антенной цепи.

Комбинированная связь с антенной (рис. 4.8) сложнее рассмотренных, но обеспечивает малую неравномерность коэффициента передачи при высоких величинах коэффициента передачи и избирательности. Однако для этой связи также характерна пониженная избирательность для частот, близких к резонансной частоте антен-158

ны. Комбинированная связь с антенной применяется в высококачественных радиовещательных и связных приемниках.

Во входных цепях применяются: внутриемкостная, автотрансформаторная и трансформаторная связь контура входной цепи со входо.м 1-го активного элемента приемника.

Внутриемкостная связь (рис. 4.4, 4.5) характеризуется уменьшением коэффициента передачи с ростом частоты принимаемого сигнала. Поэтому такую связь целесообразно сочетать с внешне-емкостной связью входного контура с антенной или с индуктивной связью контура с антенной в режиме укорочения. При индуктивной связи контура с антенной в режиме удлинения или при комбинированной связи с антенной выгоднее использовать индуктивную (трансформаторную или автотрансформаторную) связь входной цепи с активным элементом, так как коэффициент передачи индуктивной связи не зависит от частоты. Трансформаторная и автотрансформаторная связи контура со входом активного элемента используются также при работе входной цепи с настроенной антенной. Недостатком трансформаторной связи является появление паразитного канала приема, частота которого совпадает с частотой настройки паразитного контура, образованного индуктивностью связи и входной емкостью активного элемента.

Связь контура входной цепи с антенной и входом 1-го активного элемента приемника выбирают на основании высказанных соображений. После выбора этих связей можно рассчитать входную цепь. Расчеты входных цепей многодиапазонных приемников ведутся для каждого поддиапазона.

Методика расчета одноконтурной ВЦ диапазонного приемника с внешнеемкостной связью с ненастроенной антенной (рис. 4.5)

Для настройки контура входной цепи используем секцию блока конденсаторов, выбранного при составлении структурной схемы приемника согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1.

Вычисляем максимально допустимую емкость входной цепи:

сх - (Сктлх пд njjjj) / (пд l)i

(4.2)

где - коэффициент перекрытия поддиапазона; С„тах и юш - максимальная и минимальная емкости выбранного блока конденсаторов.

Определяем индуктивность контура по формуле

L = 2,53 . 10*(\д-1) Е„ах (C max-C m,J, (4.3)

1 Ае L измерено в микрогенри; / - в мегагерцах и С - в пико-фарадах.

Находим наибольшую емкость связи с антенной Сев лд/, при которой разброс емкости антенны вызывает допустимую расст-

ройку входного контура прпемника, полагая, что расстройки, об) словленные разбросом емкостей антенны и входа УРЧ, одинаковь

Выбираем емкость связи из условия

св А Qii АЛ/.

Вычисляем для /отах коэффициент включения контура к входу УРЧ, при icoTopoM обеспечивается требуемая избирательность по

зеркальному каналу:

где п:]

(4.8)

СВ вх f Свх);

Рассчитываем емкость связи, необходимую для получения / ых зк

Сев вхУ\Скт\п Ь С'м) (1 -mixsK) - СвхШ,?хзк1 / Wax ак- (4.7)

0!1ределяем емкость подстроечного конденсатора: Са - Ссх - С„ - mimiCfi, - тп% зк С^, Сев л'С а; ml = (Сев вх + Св,) / (С mm + С к 4- CJ / (С + С„ 4- С„, + Сеовх). (4.9)

Если из (4.8) получим Сц < О, то нужно уменьшить Сев а

или твх зк ЛИ и то и другое. После этого нужно пересчитать dp. Находим 4р для по формуле

d[)p mm = d ImBX зк min Bxl + C cB A / (Сев a 4

+ Cex 4- Ch max)P /?a/0) (4.10)

Если получим d 9p n,i < 4p Fj TO следует уменьшить d , либо увеличивая число контуров преселектора, либо увеличивая Se и уменьшая Se-

Вычисляем ксоффициент передачи входной цепи для крайних частот поддиапазона

Кпвц = 39,5 /о LCcaA вх /rfap, (4.П)

где L измерено в. микрогенри, / - в килогерцах. С - в пикофа-

= (С„ 4- С„ + CJ/ (С„ 4-,С„+С„ + Ссввх 4-Свх). (4.12)

Избирательность по дополнительным каналам приема проверяем согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1.

Обобщенная расстройка, соответствующая частоте дополнительного канала приема равна

= [(/дк / и - ifo о^дн)] / dep, (4.13)

где / о -наиболее опасная частота настройки приемника, лежащая ближе всего к /дк.

1 60

Пример 4.1, Требуется рассчитать входную цепь радиовещательного приемника IV класса (средневолнового поддиапазона).

Исходные данные; диапазон принимаемых частот от /о mm = s= 500 кГц до / тах = 1680 кГц; промежуточная частота /п = 1= 465 кГц; параметры 1-го активного элемента приемника = 1000 Ом и Свх = 115 пФ; эквивалентное затухание контура входной цепи dap = 0,05; собственное затухание контура d = 0,01; параметры антенны Ra = 500 Ом; Сд mm == 75 пФ и Сд max = 225 пФ.

Пользуясь соображениями, изложенными в § 4.1, выбираем схему рис. 4.5.

1. Выбираем двухсекционный блок конденсаторов с Скт1п =

= 4 пФ и Сн тах=220 пФ.

2. Вычисляем (4.2) Ссх = (220-3,36X4) /(3,36-1) да 16,3 пФ.

3. Определяем (4.3) L = 2,53 10*х (1,68-0,5) / (220-4) х X 1,68 0,5 427 мкГ.

4. Находим (4.4)

св ад/ < 7,5-10-1 У2.0,05(4 + 16,3).10-1да5~7,5) 10

8,7 пФ.

5. Выбираем (4.5) Сев а = 8,7 пФ.

6. Рассчитываем (4.6)

вхзк = У( 1000/6,28 1,68-10427-10- ) {0,05 -0,01 -

[8,7/(8,7-ь 16,3 +4)F-500/6,28.1,68.10-427-10- } = 0,082.

7. Находим (4.7) Сев вх = U4 4- 5) 10-* (1-0,082) - 115х X 0,082] /0,082 = 1250 пФ.

8. Вычисляем (4.8) Сп = 16,3-5-(8,7/150) 1 150-0,082*Х X 115 = 1,2 пФ.

9. Определяем /Совц, пользуясь соотношениями (4.12) и (4.11):

для /и = 500 кГц

т„, = (220 4- 1,2 4- 5) / (220 4- 1,2 4- 5 4- 1250 4- 115) = 0.14, Ко ВЦ = 39,5 . 500 . 10 . 427 Ю 8,7 10-i 0,14 20 1;

для /о = 1680 кГц

т„ = (4-f 1,2 + 5) / (4 4- 1,2 + 5 + 1250 4- 115) = 0,008, Ко ВЦ = 39,5 1680* . 10 . 427 10 8,7 10- 0,008 х Х20 = 0,63.

Сочетание внешнеемкостной связи с антенной и внутриемкост-ной связи со входом УРЧ обеспечивает малое изменение коэффициента передачи входной цепи по диапазону.

6 Зак. 895

Методика расчета одноконтурной ВЦ диапазонного приемника с индуктивной связью с ненастроенной антенной (рис. 4.7)

Выбираем блок конденсаторов согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1. Вычисляем Ссх согласно (4.2). Рассчитываем L по формуле (4.3). Находим индуктивность катушки связи с антенной

Z-eB А = 2,53 10* /г^д / Са mm Го mm, (4.14)

где CAmin - минимальная емкость антенны; уд = l,2...2 - кoэффициeнт удлинения антенны, с ростом которого падает коэффициент передачи входной цепи, но растет его равномерность по диапазону; L измерено в микрогенри, /- в мегагерцах, С- в пи-кофарадах.

Определяем коэффициент связи с антенной и коэффициент включения входной цепи к входу УРЧ для получения требуемой Зец (4p) так, чтобы на и / тач были равны суммы затуханий,

вносимых антенной и входом УРЧ:

св А зк вх зк Y А,

где

d;,- d) ш„ п)1п Rbx Lob а >1аЛв, + Ц , и.с„А( -1/А5д)*

СВ А

О ,nt,. Я

(fti,B-l)

(4.15)

(4.16)

(4.17)

/?вх/?А (1->/*л)--*пл(1-/*уд*и-

Вычисляем коэффициент связи с антенной, обеспечивающий допустимую расстройку контура входной цепи. При этом полагаем, что антенна и входная емкость УРЧ вносят одинаковую расстройку, причем суммарная расстройка не превышает 0,5 П. Полагаем также, что при регулировке мы компенсируем среднее изменение L по диапазону. Тогда нескомпенсированным остается лишь влияние случайных отклонений Са при эксплуатации. Для этого берем

k ,--l/ (А„..п-)(Птах-)У .4,0.

/гсвАл/1/ -- ----, (4.16)

(Amax~Amln) где Ха min fo min / /а max; -А max ~ /о max / /а mint

Выбираем ксв а из условий

св А < /гк; kcB а ксвА зк . св а kca А Af (4.19)

где - конструктивно выполнимый коэффициент связи, равный 0,5-0,6 для катушек с универсальной намоткой и 0,4-0,5 для катушек с однослойной намоткой.

Выбираем индуктивность связи так, чтобы она совместно с емкостью Свх образовывала контур, настроенный на частоту выше /о шах + 2 /п при верхней настройке гетеродина:

в вх < 1/4я (/, ах + 2/J2 С„. (4.20)

Вычисляем коэффициент связи между катушками L и Lob вх, необходимый для получения /Пвх, определенного по формуле (4.16):

св вх = вх VL/L

СВ их-

Находим емкость подстроечного конденсатора

См - Швх С в х-

(4.21)

(4.22)

(4.23)

Определяем коэффициент передачи входной цепи для /о min и fom x каждого поддиапазона

Ко вц = св А yr/d,p VLa (1 - fo шЛд/о), где - частота настройки входной цепи.

Проверяем избирательность по дополнительным каналам прие ма темп же способами, что и для схемы рис. 4.5.

Проверять dap min не нужно, ибо величина dgp min = 4р- Пример 4.2. Требуется рассчитать входную цепь радиовещательного приемника II класса (коротковолнового поддиапазона).

Исходные данные: диапазон принимаемых частот /omin= = 3,95 МГц, max = 7,4 МГц; промежуточная частота / = 465 кГц; параметры 1-го активного элемента прием(П1ка /?вх = 200 Ом, Свх = 115 пФ; эквивалентное затухание контура входной цепи 4р = 0,02; собственное затухание контура d = 0,011; параметры антенны CAmin.= 50nO; Сдтах = 150 пФ; /?а =* = 405 Ом.

Согласно §4.1 выбираем индуктивную связь входного контура с антенной и входом УРЧ.

1. Выбираем двухсекционный блок конденсаторов КПЕ-3 с параметрами С„ mm = 7 пФ, С„ max = 210 пФ. , ,

2. Вычисляем (4.2) С = (210-1,87 7) / (1,87-1)= 74 пФ.

3. Находим (4.3) L = 2,53 10* (1,87-1) / (210-7) 7,4-= 5,7 мкГ.

4. Выбираем /гуд = 1,5 и определяем по (4.14) Lcb а = 2,53Х X 10* 1,5V 50 3,95 = 73мкГ.

5. Находим коэффициенты А (4.17), Швх вк (4.16) и КсвАзк (4.15):

5,7-10- -73-10-° 200-405

4пг-3,952-10 2 (1.87-1)

1(1-1/1,52)!!

ат,- 1 -

1,87(1-1/1,5г.1,87 )2 J 1 \

= 1,08,

1,5 )

(0,02-0.011) 2л-3,9510°-200-73-10-°

(1,08-405-200-Ь4я2.3,95-101-5,7-10- -73.10- (1-1/1,52)* = 0,0775, св А ак = 0,0775 УШ=0,0805.

1 ... 5 6 7 8 9 10 11 ... 25