|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 2 3 4 5 ... 25 Определяем по (1.22) р = I/IOOO 0.0125 = 0,08 и из рис. 1.8, б Seup О дБ. Тогда из (1.23) получаем Звпп == 3 дБ. 1з табл. 6.1 выбираем УПЧ с п = 4, который имеет Kno,i< <Д/е„/П = 3,5 и с/э = 2,3 П п = 0,015 > 0,01. Если при П о < 0,014 УРЧ в полосе П дает ослабление Se p > >0,2 дБ, то можно рекомендовать более точный способ выбора схем, числа контуров и их затуханий, чем описанный ранее. В этом случае на основании (1.22) находим пр а из рис. 1.7, б или 1.8, б - значение Scnp. Затем с помощью (1.23) рассчитываем Seao и задаемся рядом чисел каскадов УПЧ-Р. Подсчитав для каждого числа каскадов п Jn [дБ], (1.2G) 1 9 относительные расстройки находим из кривых рис. рис. 1.10 ослабление соседнего канала на каскад Sey при относительных расстройках Еск пу = Епу 2 Д/, /П. (1.27) Затем определив р из (1.24), находим по кривым рис, 1.7, б или 1,8, б величину 5еси р и д^я нее See = п Se, , + Se, р. (1.28) Далее рассчитываем затухание контуров rf, = \Mf l y (1.29) для одноконтурных настроенных каскадов или d, = Ш2 / (1.30) для двухконтурных каскадов с параметром связи Р == Схему и число каскадов УПЧ надо выбрать так, чтобы ослабление соседнего канала было больше требуемого, а затухание контуров da > 0,01. Если это не удается, следует перейти к схеме супергетеродина с двойным преобразованием частоты. Пример 1.3. Требуется выбрать средства обеспечения избирательности супергетеродинного приемника по зеркальному и соседнему каналам. Исходные данные: = 2000 кГц; П = 7,5 кГц; Д/ск = 7,5 кГц; /п = 300 кГц; Se, = 90 дБ; Se = 20 дБ. Расчет Принимаем dgp = 0,0125 и вычисляем по (1.19) lg = = [(2600/2000) - (2000/2600)1/0,0125 = 40. Находим из рис. 1.8, б, что преселектор следует реализовать по схеме 7 рис. 1.6. Подсчитываем П = 7,5/300 = 0,025 и выбираем УПЧ-Р с двухкон-турными каскадами. Определяем из (1.22) р = 7,5/2000 0,0125 = 0,3 н из рис. 1.8Senp= 1,2дБ. Из (1.23) получаем Sen = 3-1,2 = 1,8 дБ. Затем берем различное число п каскадов УПЧ-Р и для них рассчитываем ослабление Sei из (1.26); из рис. 1.9 из (1.27) 24  Рис. 1.9. Нормированные частотные характеристики одноконтурного и двухконтурного каскада УПЧ для малых обобщенных расстроек. MB 27- Z3 IS 15 11
Рис. 1.11. Нормированные частотные характеристики преселектора приемника сантиметровых волн в виде полосового фильтра из п связанных контуров. Рис. 1.10. Нормированные частотные характеристики одноконтурного и двухконтурного каскада УПЧ для больших обобщенных расстроек. 1е„ ny; ИЗ рис. 1.10 SecK,; из (1.24) 1ск р! з рис. 1.9 Se р-, из (1.28) See ; из (1.30) 4р. По результатам расчетов составляем табл. 1.5 Таблица 1.5
Примечание. Для любого числа каскадов 5ск р=0,6 и 5ескр=1,75 дБ. Выбираем УПЧ-Р с пятью каскадами и 4 = 0,024. В диапазонных приемниках величину пр определяем при = = и тт. При этом нужно учесть, что затухание 4р min на /с шш может отличаться от dgp. Для первоначальных расчетов можно принять dgp niin = dsp/kna- Определив входную цепь и УРЧ, следует найти d p для всех контуров преселектора и затем пересчитать Se p и Senn УПЧ. Если необходимо большое Se и широкая полоса преселектора (например, в приемниках длинных волн), то линейный тракт можно реализовать по смешанной схеме, используя одноконтурные каскады УРЧ с большим ослаблением на границах полосы П и двух-контурные каскады УПЧ с большим провалом в середине частотной характеристики. Параметры такого линейного тракта можно определить из табл. 6.1. Следует помнить, что частотная характеристика линейного тракта может заметно меняться при изменении параметров транзисторов УПЧ и при перестройке УРЧ. При выборе средств обеспечения избирательности приемников сантиметровых волн следует руководствоваться изложенной методикой, используя кривые рис. 1.11 вместо кривых рис. 1.7, а и 1.8, а. Определяя из рис. 1.11 Se и , надо полагать, что: 1) при одноконтурной входной цепи, состояш,ей из резонансного разрядника заш,иты приемника радиолокационной приемопередающей станции. л = 1 и4о = 0,01...0,005; (1.31а) 2) при апериодической входной цепи и однокаскадном УРЧ на ТД с одним контуром п = 1 Hdgp = d(l - рег); (1.315) 3) при апериодической входной цепи и однокаскадном параметрическом УРЧ л = 1 и 4р = 0,5 (1 - feper); < (I.3IB) 4) при апериодической входной цепи и однокаскадном двухкон-турном параметрическом УРЧ ft = 1 и 4р = d (1 - feperVd + dM; (1.31r) 5) при входной цепи с полосовым фильтром из п связанных резонаторов без УРЧ или при апериодической входной цепи и УРЧ с полосовым фильтром из п связанных резонаторов п равно числу резонаторов в фильтре и dgp = 0,003. В формулах (I.3I) d- собственное затухание резонатора преселектора, dc п d-g, - затухания сигнального и холостого контуроБ параметрического двухконтурного УРЧ; kje - 0,8...0,9 - коэффициент регенерации УРЧ. При выборе средств обеспечения избирательности приемника сантиметровых волн с однокаскадный УРЧ на ТД или однокаскадным параметрическим УРЧ с полосовым фильтром из п резонаторов, включенным после УРЧ, на до пользоваться также кривыми рис. 1.11. Ослабление зеркального канала Scgj, преселектором будет равно SggK УРЧ (определенному по рис. 1.11), умноженному на Se фильтром (определенному также по рис. 1.11 для п резонаторов фильтра). В супергетеродинах с двойным преобразованием частоты рационально выбирать частоту настройки 1-го гетеродина выше частоты сигнала, как показано на рис, 1.12. При этом уменьшается требуемый
Ы fflt fn Рис. 1.12. Расстановка частот гетеродинов и частотных характеристик УРЧ, УПЧ-1 иУПЧ-2 супергетеродина с двойным преобразованием.частоты. коэффициент перекрытия диапазона 1-го гетеродина и вычитаются вызванные однозначными уходами частот 1-го и 2-го гетеродинов изменения второй промежуточной частоты /пг- Для обеспечения однозначности уходов частоты 1-го и 2-го гетеродинов можно образовать эти частоты путем умножения частоты общего задающего генератора. В преемнике с фиксированной настройкой можно при этом использовать один кварцевый резонатор для стабилизации частот 1-го и 2-го гетеродинов. При расстановке частот, показанной на рис. 1.12, могут появиться зеркальная помеха относительно частоты 1-го гетеродина /31 = /о + 2/ni и помеха /зк2 = /с - 2 /п2. которая после первого преобразования частоты в превращается в -f 2/п2 и становится зеркальной относительно частоты 2-гр гетеродина. Помеха должна быть ослаблена в пре-селекторе. Помеха /з„2 может быть ослаблена в УРЧ и УПЧ-1, но так как /пг <С /с faiL то /зка ослабляется главным образом в УПЧ-1.. Выбор схем преселектора и определение /щ, если она не задана, ведутся по изложенной ранее методике. При этом следует найти ослабления, создаваемые преселектором в полосе П, соседнего канала Sev р. 1-го и 2-го зеркальных каналов Sei и Se2. На первой промежуточной частоте можно использовать как УПЧ-1Р, так и ФСИ-1 Средства избирательности УПЧ-1РиФСИ-1 можно проектировать аналогично УРЧ При этом следует определить ослабления, создаваемые УПЧ-1 или ФСИ-1: в полосе П, соседнего канала Зекю 2-го зеркального канала Зекг- Проектирование средств избирательности на второй промежуточной частоте (УПЧ-2Р или ФСИ-2) не отличается от проектирования УПЧ-Р или ФСИ супергетеродина с одинарным преобразованием частоты. Пример 1.4. Требуется выбрать средства обеспечения избирательности по зеркальному и соседнему каналам. Исходные данные: = 8000 МГц; П = 1 кГц; 2 Д/с„ = 2 кГц; Se = 60 дБ; Se = 20 дБ. Выбираем схему 7 рис. 1.6 преселектора и из рис. 1.8, б находим Сз = 14. Так как П п= 1/300j 0,003; 2fJn= 2 и 8 = ( ) п = = 0,0035, то ФСИ и УПЧ-Р с одноконтурными или двухконтурны-ми каскадами не годятся. Выбираем схему с двойным преобразованием частоты и схему 3 преселектора. Из рис. 1.7, б находим 1з„ р = = 30 дБ. Из (1.21) вычисляем /щ = 0,25 30 = 8000 0,0125 = = 750 кГц= Для УПЧ1 берем схему 3 рис. 1.5 и из рис. 1.7, а устанавливаем, что Se.2 = 60 дБ. Из (1.21) подсчитываем /па = 0,25 X ХЗО . 750 . 0,0125 80 кГц, Определяем = 4 160/8000 = 0,0125 = 6 и из рис. 1.7, а 5езк2 О дБ. Выбираем по табл. 6.1 л = 3, г|5 (л) = 0,98 и 4р = = 0,98 1/80 = 0,012. Ослабление в полосе П в УРЧ, УПЧ1 и УПЧ2 составляет при пр = 0,01, 1 = 0,1 и 1па = U согласно рис. 1.7, б Seav О дБ, То же относится к ослаблению соседнего канала в УРЧ и УПЧ1, В результате описанных процедур оказываются выясненными: 1) схема, число и затухания контуров преселектора, т. е. входной цепи и УРЧ; 2) тип средств избирательности по промежуточной частоте (УПЧ-Р или ФСИ); 3) схема, число каскадов и затухания контуров УПЧ-Р; 4) необходимость применять двойное преобразование частоты и упомянутые параметры УРЧ, УПЧ-1 и УПЧ-2. В приемниках с несколькими поддиапазонами преселе1стор с выбранным числом контуров и минимальными затуханиями должен дать требуемое Se и допустимое Sep на краях полосы п|?Йёмника' И, на поддиапазоне, ограниченном максимальной частотой настройки приемника. На остальных поддиапазонах можно увеличить затухание контуров преселектора или уменьшить их число, чтобы сохранить допустимое Senp, При коэффициентах поддиапазона кпд 3 затухание контуров преселектора d можно считать постоянным в пределах каждого поддиапазона. 1.5. ВЫБОР СРЕДСТВ ОБЕСПЕЧЕНИЯ УСИЛЕНИЯ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА Необходимое усиление сигналов в линейном тракте следует обеспечить при достаточной устойчивости каскадов (возможно меньшем их числе), используя экономичные электронные приборы. Если чувствительность приемника задана в виде э. д. с. сигнала в антенне или напряженности поля сигнала Е у приемной антенны с действующей высотой Лд, то коэффициент усиления линейного тракта Коп должен быть равен Ko, = UJE/2 = UJEhУ2. (1.32) где Un - амплитуда сигнала на выходе УПЧ приемника. Требуемые величины Un для различных типов приемников приведены в гл, 2. Если чувствительность приемника задана в виде мощности сигналов в антенне Рд, то коэффициент усиления линейного тракта Код должен быть равен Ko. = /V2Pa/?a, (1.33) где Ra - активное сопротивление антенны. При выборе средств обеспечения чувствительности и избирательности приемника (§ 1.3 и 1.4) были определены: схема входной цепи; число каскадов и схема УРЧ; тип преобразователя частоты ; схема и число каскадов УПЧ, необходимых для обеспечения избирательности. Выбор средств обеспечения усиления линейного тракта можно начать с определения коэффициента усиления преселектора (ВЦ и УРЧ). Заметим, что в транзисторных приемниках длинных, средних, коротких, метровых и дециметровых волн каскады преселектора характеризуются 1!;]Ф^.!!1анИ уи-прния пп н^ррярнню /Со, тогда как в приемниках сантиметровых и миллиметровых волн каскады преселектора характеризуются коэффициентами усиления по мощности Кр. Поэтому в транзисторных приемниках коэффициент усиления преселектора Копо можно найти из выражения Копо - КоВцКЧ, (1.34) Таблица 1,6 Схема Рабочая частота поддиапазона начало f с max середина \/ Одноконтурная входная цепь в транзисторном приемнике с настрой кой емкостью с индуктивной связью при /а</с min ар 87й[, 8р с внешней емкостной связью 200* пд ар конец 8р lOOd; С коаксиальной линией илн объемным резонатором lOOd где /Со ВЦ-коэффициент передачи входной цепи; Ко - коэффициент усиления одного каскада УРЧ и л - число каскадов УРЧ. В приемниках с фиксированной настройкой коэффициент передачи входной цепи Ко вц можно рассчитать по формуле /<:овц = В/4р, (1.35) где djp - затухание контуров входной цепи, которое определяется в § 1.4; В = 0,01 для одноконтурной входной цепи и В = = 0,01 р/ (1 Н- р^) для входной цепи с парой связанных контуров с одинаковыми затуханием и параметром связи р, Коэффициент усиления каскада УРЧ в приемнике с фиксированной настройкой может достигать величины коэффициента устойчивого усиления /Сует /Со < /Сует. Для каскадов с общим эмиттером или общим истоком (1.36) (1.37) Для каскадов с общей базой или общим затвором /Сус-, ~ 0,4 §12э/&22а- Для каскодиой схемы типа ОЭ - ОБ или ОИ - 03 /Су 0,45У,. Y ,\{\Y + Y , и для схем ОЭ - ОЭ и ОИ - ОИ (1.38) (1.39) (1.40) /<yet 0,45y,i3J/Fi,g. В 11тем1шках-С переменной настройкой нужно предварительно разбить диапазон приемника на поддиапазоны и выбрать способ настройки. После этого надо подсчитать для трех точек поддиапазона, ограниченного максимальной частотой настройки приемника, Таблица 1.7
Примечание: схемы с ОЭ (ОИ) н ОБ (03) настраиваются изменением емкости контура. коэффициент передачи входной цепи /Со вц по формулам табл. 1.6 и коэффициент усиления каскада Ко УРЧ по формулам табл. 1.7, Далее следует найти коэффициент усиления преселектора Коас по формуле (1.34), взяв при этом минимальные значения /Со вц и Ко- Требуемый коэффициент усиления по напряжению УПЧ и преобразователя частоты с транзисторным смесителем равен /Сорт = ол У/Совц/С^ (1.41) где kg = 2...3 - коэффициент запаса усиления, учитывающий старение электронных приборов, расстройку контуров и уменьшение напряжений питания в процессе эксплуатации. В приемниках сантиметровых и миллиметровых волн с УРЧ на ЛБВ, УТД и ПУ и преобразователями частоты на полупроводнико-*вых диодных смесителях каскады преселектора характеризуются коэффициентом передачи (усиления) по мощности /Сяо = /СяБц/Гр/Сяпч/Ф, (1-42) где Lф - коэффициент передачи мощности антенно-фидерной линии; Крвц - коэффициент передачи мощности входной цепи; Кр - коэффициент усиления мощности одного каскада УРЧ; п - число каскадов УРЧ; /Ср пч - коэффициент передачи мощности преобразователя частоты. Величины /Сятах указаны в табл. 1.3. Амплитуда напряжения промежуточной частоты на выходе диодного полупроводникового смесителя (на входе УПЧ) при согласований (1.43) 31 пвх = 1Л РаКрвпК^Крш iLg,, где gsx - активная входная проводимость 1-го каскада УПЧ, Требуелшй коэффициент усиления УПЧ по напряжению Коп. = VMUn.. (1.44) (Порядок выбора числа каскадов, обеспечивающих необходимое усиление и устойчивость УПЧ, излагается в гл. 6.) 1.6. ВЫБОР УСТРОЙСТВ УПРАВЛЕНИЯ НАСТРОЙКОЙ ПРИЕМНИКОВ Приемники служат для приема сигналов на одной или нескольких фиксированных частотах либо на любой частоте в пределах заданного диапазона или заданных диапазонов частот. Соответственно различают приемники на фиксированную частоту (фиксированные частоты) и диапазонные приемники. При настройке изменяются резонансные частоты контуров входной цепи, каскадов УРЧ и гетеродина преобразователя частоты. При низких требованиях к избирательности контуры входной цепи и каскадов УРЧ можно не перестраивать и изменять лишь резонансную частоту контура гетеродина. Таблица 1.8
В приемниках с двойным преобразованием частоты можно также фиксировать настройку контура 1-го гетеродина и перестра11вать контуры входной цепи, каскадов УРЧ, УПЧ-1 и 2-го гетеродина. Входная цепь, каскады УРЧ и УПЧ-1 могут иметь пары связанных контуров и многоконтурные фильтры; однако обычно эти элементы приемников являются одноконтурными. На частотах менее 300 МГц используют резонансные контуры с сосредоточенными постоянными. В диапазоне 300-3000 МГц применяют гибридные контуры, полос-32 ковые и коаксиальные резонансные линии, а на частотах более 3000 МГц - объемные резонаторы и полосковые резонансные линии. Возможные способы настройки резонаторов различных типов сведены в табл. 1.8. В ней же приведены максимально достижимые величины коэффициентов поддиапазона пз шах =/о тах^/о mln. где/о max и /оmin ~-максимальные и минимальные резонансные частоты контуров различных типов. Управление настройкой может вестись механическими (электромеханическими) приводами или изменением напряжений на элементах настройки. При механических приводах применяется плавная перестройка верньерами. С приводами связаны шкалы с указателями частоты, на которую настроен приемник. Фиксированные частоты настройки меняются кнопочными или поворачивающимися переключателями. При проектировании устройств настройки нужно: выбрать способ настройки контуров; разбить диапазон приемника на поддиапазоны; обеспечить заданную точность настройки и настройку контуров одной рукояткой, если требуется. Рационально проектирование начать с решения вопроса о том, следует ли разбить диапазон приемника на подднапязоны (если это не зада)1о техническими требованиями к приемнику) и если нужно делить, то сколько поддиапазонов Н}ЖНо взять. С увеличением числа поддиапазонов: 1) уменьшается плотность настройки, что увеличивает точность градуировки и установки частоты; 2) облегчается выполнение противоречивых требований к избирательности и полосе пропускания; 3) уменьшаются габариты блока переменных конденсаторов настройки; 4) облегчается получение постоянства усиления внутри поддиапазонов; 5) упрощается одноручечная настройка приемника. Но с ростом числа поддиапазонов усложняется устройство переключения поддиапазонов и увеличиваются габариты, масса, стоимость, сложность эксплуатации приемника. Диапазон приемника можно разбивать на поддиапазоны с постоянными коэффициентами поддиапазонов к^\ с постоянной шириной поддиапазонов и комбинированным способом. В первом случае все поддиапазоны имеют одинаковые коэффициенты поддиапазонов у^пд. во втором - все поддиапазоны имеют одинаковую ширину в третьем часть поддиапазонов имеют одинаковые пд, а другая часть - одинаковые А/д. Если при проектировании задается постоянный feng, то мы не-лучаем где пдо =/omaxo umin,.-коэс!хЬиш!е1;т диапазона приемника; /о шахо и /о mino - макснмальнзя [I минимальная частоты диапазона 2 Зак. 895 33 приемника; у = 2...5% - запас перекрытия поддиапазона для компенсации производственных допусков; Пд - число поддиапазонов приемника. Из (1.46) находим соотношение для выбора числа поддиапазонов Если при проектировании задается точность установки частоты Д/н приемника (обусловленная конструкцией шкалы и устройства настройки), то ширина поддиапазона должна быть Д/д 5= Д/ ш/Д/ш, 0-48) где длина шкалы настройки приемника; Д/щ- минимальное расстояние между делениями шкалы, равное 0,003-0,1 мм при оптических шкалах и 0,5-1 мм при обычных шкалах. Формула (1.48) получена для прямочастотных шкал, по которым настройка может быть установлена с точностью до \/k части деления шкалы. Если взять все к^ц одинаковыми (что конструктивно наиболее просто), то наибольшую ширину Д/д будет иметь поддиапазон, ограниченный максимальной частотой настройки приемника, обладающий (1.49) При этом число поддиапазонов должно быть равно Пд > Ig k J[\g knn ш1п - 2 Ig (1 + v)l- (1.50) Если взять Д/д одинаковой для всех поддиапазонов, то их число должно быть равно д^(Йпд-1)/ош.п/А/дП (1-51) Легко убедиться, что д > Лд. Конту1;ы диапазонного приемника обычно настраивают, изме-пя fcMKccTb. в этом случае после разбивки диапазона на поддиапазоны можно вычислить максимальную емкость переменного конденсатора настройки контура из выражения max - klaC, + С, {kl, - 1), (1.52) где С„ ах ч Diin - максимальная и минимальная емкости конденсаторе настройки; Со - начальная емкость контура и йпд = = / , /fo шш - коэффициент поддиапазона. При известных С, и цд выражение (1.52) позволяет выбрать С„ шах И min нужного персменного конденсатора. Все контуры преселектора и гетеродина перестраиваются общим блоком переменных конденсаторов, состоящим из одинаковых секций. Входная цепь имеет меньшую Q, чем каскад УРЧ, так как к контуру входной цепи подключен лишь один транзистор. Контур гетеродина при верхней настройке требует меньшего коэффициента поддиапазона. Поэтому блок переменных конденса- торов следует выбирать так, чтобы обеспечить необходимый коэффициент поддиапазона каскадов УРЧ, для которых Со = + С„ + Сп-f Свых + Св, (1.53) где Cl = 3...5 пФ - собственная емкость катушки контура; С„ = 5...10 пФ-емкость монтажа; Сп = 2,..20 пФ - емкость подстроечного конденсатора; С^,. - входная емкость транзистора следующего каскада; С^ых-выходная емкость транзистора каскада; nil т I и = 0,3 .0,5-коэффициенты подключения транзисторов к контуру. Зная Со, можно вычислить индуктивность контура L [мкГ] = 2,53 . 10 ах [кГц] Со [пФ], (1.54) где Со = 10..,20 пФ на длинных и средних волнах н 5... 10 пФ на коротких и метровых волнах, Конденсаторный блок надо выбрать так, чтобы выполнить соотношение (1.52) и из (1.54) получить L 5... 10 мкГна длинных волнах, 3...5 мкГ на средних волнах, 0,2...0,3 мкГ на коротких волнах и 0,05...0,2 мкГ на метровых волнах. В радиовещательных приемниках широко применяют конденсаторы с логарифмической характеристикой регулирования (так называемые логарифмические, относительно компактные и удобные для сопряжения), а в профессиональных приемниках конденсаторы, обеспечивающие постоянную плотность настройки по поддиапазону. Вопросы сопряжения настроек контуров преселектора подробно освещены в литературе И]. 1.7. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА СУПЕРГЕТЕРОДИНА С ДВОЙНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЧАСТОТЫ Возможны три типа супергетеродинных приемников с двойным преобразованием частоты: 1) с фиксированной настройкой; 2) с перестройкой частоты 1-го гетеродина (и, если нужно, контуров входной цепи и УРЧ), и фиксированными значениями первой и второй промежуточных частот и частоты 2-го гетеродина; 3) с перестройкой частот 2-го гетеродина, УПЧ-1 (и, если нужно, контуров входной цепи и УРЧ). Рассмотрим сначала первый случай. Полосу пропускания линейного тракта П приемника можно определить по формуле П П, -f 2Д/д + 2 У (б/,)* + (б/ )Ч{б/. (1.55) где 5/г1 и 6fr2-нестабильности частот 1-го и 2-го гетеродина; /г1 и /г2 - частоты 1-го и 2-го гетеродина приемника; б/н = О и 6/п == 0. Решение о применении АПЧ принимается в соответствии с § 1.2. Можно использовать общий задающий генератор для создания гетеродинных напряжений, подводимых к 1-му и 2-му преобразовате-2* 35 ляы частоты. Если для 1-го преобразователя > /о а для 2-го > > /в, (или наоборот), то нестабильности частот гетеродинных напряжений частично компенсируются и полосу линейного тракта можно узить и брать равной П л^П, + 2Д/д + 2 УЩ7+(щЖо^Ч^нЩЖ (1.56) где Пх и 2-номера гармоник частоты задающего генератора, используемых для получения гетеродинных напряжений 1-го н 2-го преобразователей частоты; б/го - нестабильность частоты задающего генератора- В таких приемниках люжно стабилизировать оба гетеродинных маряжения одним кварцевым резонатором, В приемниках с фиксированными частотами 2-го гетеродина и фиксированными обеими промежуточными частотами также целесообразно брать /п > /с и frt /п1 (пли наоборот) и подсчитывать П по форм\ ле П^П, + 2Д/д + 2 VW:i:(6hu...r(1.57) в приемниках с фиксированной частотой 1-го гетеродина и перестройкой частоты 2-го гетеродина следует брать /г1>/сшах Н определять П по формуле П ЖП, + 2Д/д + 2 УГб/сшах) + - ФПГ- (1.58) В приемниках с двойным преобразованием частоты необходимо Еметь достаточное ослабление помех, отличающихся на 2 /п2 от частоты принимаемых сигналов, так как эти помехи после первого пре-обра$ования частоты образуют канал, зеркальный относительно чвстоты 2-го гетеродина f- Так как обычно /п2/с. то эти помехи ве могут быть достаточно ослаблены в УПЧ и ослабляются в УПЧ-1. Величину 1-й промежуточной частоты /щ выбирают из условия получения в УРЧ необходимого ослабления зеркального канала относительно 1-го гетеродина /з;;1 = /с ± 2/ni; величину 2-й промежуточной частоты /п2-из условия получения требуемого ослабления помех соседних каналов. Резонансную характеристику УПЧ-1 выбирают такой, чтобы при выбранной [ обеспечить ослабление Ширину полосы пропускания УПЧ-1 нужно брать такой, чтобы УПЧ-1 не влиял на полосу пропускания линейного тракта. После составления схемы линейного тракта приемника следует перейти к выбору остальных элементов схемы, специфических для приемников различных типов. При проектировании целесообразно использовать метод матема-ткческого синтеза. При этом математически обосновывают оптимальный алгоритм (принцип действия) и структуру приемника, обеспе-чивакяцие наилучшие значения основных показателей приемника при с^юрмулированных математических условиях его работы. Поскольку главной проблемой радиоприема является обеспечение вемехоустойчивости, то задача сводится к отысканию наилучших мюсобов приема радиосигналов при наличии помех. Эти задачи ре- шает теория оптимальных методов радиоприема 15], развитая В. А. Котельниковым, В. И. Сифоровым, Л. С. Гуткиным и др. советскими учеными. Она позволяет выбрать критерий оптимальности приемников; разработать структуры приемников, удовлетворяющие выбранным критериям оптимальности и сравнить оптимальные приемники с реальными квазиопгимальными (приблизительнооптимальными), чтобы установить возможность и рациональность дальнейшего повышения их помехоустойчивости. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., Сов. ра-. дио>. 1974. Авт.: И. Н. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антипов, С. С. Судаков и др.. 2. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., Сов. радио , 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев. 3. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва. М., Воениздат 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев. 4. Сифоров В. И. Радиоприемники СВЧ. М., Военнздат, 1957. 5. Гуткин Л, С. Теория оптимальных методов радиоприема прн флюк-туационных помехах. М., Сов. радио , 1972. ОСОБЕННОСТИ СОСТАВЛЕНИЯ СТРУКТУРНЫХ СХЕМ ПРИЕМНИКОВ РАЗЛИЧНЫХ ТИПОВ 2.1. ПРИЕМНИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ Приемники, выполненные по типовой структурной схеме (рис. 2.1), используются чаще всего для приема радиотелефонных сигналов на частотах ниже 30 МГц. В качестве демодулятора применяется амплитудный детектор (АД), за которым обычно следует усилитель низкой частоты (УНЧ) приемника. Приемник при необходимости снабжается устройствами Частотной автоподстройки гетеродина, состоящим из различителя, (РЧАП) и управителя (УЧАП), и авторегулировки усиления (АРУ). Проектирование приемника следует начать с составления структурной схемы его линейного тракта согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1. При этом ширину спектра радиочастот принимаемого сигнала в (1.1) следует выбирать из условия = По = 2 f, max> (2.1) где f rnax - максимальная частота спектра управляющих сигналов (для телефонных сигналов fшах = 3000 Гц по нормам МККР). При определении максимально допустимого коэффициента шума по формулам (1.7)- (1.10) величину минимально допустимого отношения сигнал/помеха на входе приемника Увх можно подсчитать по формуле Ybx Уоых y{kl + ml)n,Jm!U, (2.2) где rrts - максимальный коэффициент модуляции сигнала; - отношение максимального напряжения управляющего сигнала к действующему; Пвых fmax - полоса пропускания УНЧ^ При синусоидальной модуляции принимаемого сигнала k = ]/2; при приеме телефонных сигналов ka 3, Формула (2.2) получена для случая приема сигналов с Vex 1- При приеме слабых сигна- Цепи АРУ УРЧ УПЧ Линейный тракт УНЧ Выход -о РЧМ Рис. 2,!. Типовая схема приемника непрерывных сигналов с AM. лов Vbx медленно растет. Если значение 7вых не задано, для приема радиотелефонных сигналов можно принять Увых = 3...10. Детекторы приемников непрерывных AM сигналов можно реализовать на полупроводниковых диодах или транзисторах. Диодные детекторы обладают малыми нелинейными искажениями. В линейном режиме, который обеспечивается при сигнале, большем 0,5-1,0В, их коэффициент гармоник Ар < 1%. Однако и коэффициент передачи Кд < 1, причем он особенно мал в транзисторных приемниках, где низкое входное сопротивление УНЧ обусловливает малое сопротивление нагрузки детектора или деление ее на две части. Транзисторные детекторы имеют значительно большие нелинейные искажения (к^ = 3. .10%), но имеют коэффициент передачи от 3 до 10 и обладают малыми входным и выходным сопротивлениями, что удобно для согласования их с УНЧ. Нелинейные искажения растут при слабых и сильных сигналах, напряжение которых поддерживают в пределах от 0,05 до 0,5 В. Поэтому в переносных и бортовых приемниках, где уменьшение массы, габаритных размеров и потребления питания весьма важно, можно применять транзисторные детекторы. Если же важны малые нелинейные искажения, то рационально брать диодные детекторы. В таких приемниках для уменьшения нелинейных искажений и уве-38 личения коэффициента передачи детектора можно между детектором и УНЧ включить эммитерный повторитель. Тип диода или транзистора следует выбирать таким образом, чтобы детектируемые сигналы находились в диапазоне частот диодов или транзисторов, т. е. имели /ц < /к . В детекторах и УПЧ разумно применять однотипные транзисторы. Поскольку приемники непрерывных сигналов с AM обычно служат для приема телефонных сигналов, УНЧ являются усилителями звуковых частот. Составление схемы УНЧ надо начать с выходного каскада приемника, который должен обеспечить требуемую нормальную выходную мощность Рвых (при та = 0,3) или напряжение сигнала U = К^вых на заданном сопротивлении нагрузки. В приемниках, предназначенных для приема на слух, оконечным устройством являются головные телефоны или громкоговоритель, а Явых может колебаться от нескольких милливатт до нескольких ватт. Выходные каскады приемников профессиональной связи обычно работают на проводные линии с волновыми сопротивлениями 600 и 1500 0м, а Рвых составляет 5-10 мВт. Максимальная (номинальная) выходная мощность Р„ вы x при/Па 1 составляет (2.3) При выходных мощностях не более 40-50 мВт можно применять однотактные выходные каскады, работающие в режиме класса А на универсальных транзисторах МП40; МП41; ГТ108; ГТ109 и др. Желательно в выходных каскадах таких приемников применять те же транзисторы, что и в УПЧ н УРЧ. При выборе транзистора обеспечивается соотношение Ян аых<0,5 ЦЛ1 Рк где Рк max - максимально тах> (2.4) . ix шах -..... - допустимая мощность рассеяния на коллекторе; ti = 0,7...0,8- к. п. д. выходного трансформатора; Е„ = 0,8...0,95-коэффициент использования коллекторного напряжения. Напряжение на коллекторе Ука должно быть Укэ<(0,3...0,4) икэ (2.5) где t/RSmax - допустимое напряжение на коллекторе. При выходной мощности 50-200 мВт применяют двухтактные каскады в режиме класса АВ (дающие экономию мощности питания), используя те же транзисторы, что и в однотактных каскадах. При выборе транзисторов нужно обеспечить соотношение <Г1Д^Яктах. (2.6) При выходной мощности не менее 0,2 Вт используют двухтактные каскады на специальных мощных транзисторах П201, П202, П207, П208 и т. д., работающих в режимах классов АВ или В. В таких приемниках выходной каскад потребляет большую часть мощ- пости питания. Поэтому и выходные каскады надо реализовать на транзисторах с минимальным потреблением мощности питания. При выборе транзисторов, работающих в режиме В, можно обеспечить 1< 1,5 ЧЛк Кшаж. (2.7) После выбора схемы выходного каскада нужно подсчитать требуемое усиление мощности в УНЧ Кр нч = Рн fiuJPн в1 (2-8) где Ра = 0,2...0,25 мВт - максимальная мощность сигнала, потребляемая входной цепью УНЧ. При двухтактном выходном каскаде предоконечный каскад может быть как трансформаторным, так и бестрансформаторным. Приемник t > к УРЧ УРЧ ]неиныи тракт К УПЧ! k. К ДАРУ п УНЧ Линия -о Рис. 2.2. Типовая схема магистрального коротковолнового приемника радиотелефонных сигналов с AM. Затем определяют число каскадов УНЧ, исходя из того, что коэффициент усиления мощности выходного каскада обычно равен 30- 00, а коэффициент усиления остальных каскадов, реализуемых обычно по схеме с ОЭ (общим эмиттером), колеблется от 30 до 300. Каскады УНЧ целесообразно выполнять с непосредственным включением на резисторах и универсальных транзисторах, желательно аналогичных применяемым в УПЧ и УРЧ. Выходное напряжение приемника можно менять, регулируя вручную усиление УПЧ (УРЧ) или изменяя напряжение сигнала, подводимого от детектора ко входу УНЧ. Можно применять оба вида регулировок с раздельными органами управления. АРУ осуществляется изменением усиления каскадов УПЧ и УРЧ, чаще всего управлением током базы транзисторов. Нежелательно регулировать усиление последнего каскада УПЧ (так как это может вызвать большие нелинейные искажения), преобразователя частоты (что увеличивает комбинационные помехи и нестабильность гетеродина) и, если внутриприемные шумы ограничивают чувствительность, то и 1-го каскада УРЧ (что увеличивает шумы приемника). Для определения числа регулируемых каскадов подсчитываем необходимое изменение коэффициента усиления (2.9) где б6/вх и б6вых - изменение входного и выходного напряжений приемника. Для обеспечения регулировки нужно иметь Lo, (2.10) где Li = 6... 10- изменение коэффициента усиления на один каскад; п-число регулируемых каскадов. Из соотношения (2.10) находим требуемое число регулируемых каскадов п > Ig LJlg (2.11) Синтезатор частоты
УРЧ с J щут1 Т к УРЧ'К а КУПЧ1 гон * упчг КДАРУ УНЧ Приемник г Рис. 2.3. Схема магистрального коротковолнового приемника радиотелефонных сигналов с AM и синтезатором частоты. Так как с изменением усиления меняются также входная и выходная проводимости транзисторов, целесообразно регулировать р^иление резисторных или резонансных широкополосных каскадов Для дальнего приема на коротких волнах на крупных приемных, центрах с большим числом одновременно работающих приемников созданы магистральные коротковолновые приемники с высокими качественными показателями (рис. 2.2), в которых применяется Двукратное преобразование частоты. На выходе ограничителя (О) включается амплитудный детектор (АД) и усилитель звуковой частоты (УНЧ), с выхода которого сигналы мощностью 0,1 Вт подаются в линию с волновым сопротивлени- ем 600 Ом. Для борьбы с глубокими замираниями сигналов приме- Щ няется сдвоенный, прием, при котором складываются выходные (;игналы детекторов обоих приемников и осуществляется сложение АРУ. Составление схемы линейного тракта не отличается от изложенного ранее. Приемник на рис. 2.2 можно использовать для дальнего приема радиовещательных программ с целью ретрансляции. Для этого нужно расширить полосы пропускания УНЧ и линейного тракта. Приемник на рис. 2.3 отличается от приемника рис. 2.2 тем, что к 1-му и 2-му смесителям (С! и С2) подводится гетеродинное напряжение от синтезатора частоты, который позволяет установить частоты с точностью до 0,1 кГц. Синтезатор частоты включает в себя генератор опорного напряжения (ГОН) на 5 МГц, декадный делитель частоть! (ДДЧ) и блоки формирования (БФ) кратных частот, а также блок преобразователей, не показанный на рис. 2.3. В приемнике обеспечивается фазовая автоподстройка частоты (с точностью до фазы) и суточная стабильность частоты порядка 10~*, Настройка приемника на принимаемый сигнал производится изменением емкостей контуров входной цепи и УРЧ, а также установкой соответствующих частот синтезатора. Применение синтезатора частот упрощает устройства настройки приемника и повышает стабильность частоты гетеродинов. 2.2. ПРИЕМНИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ (ЧМ) Сигналы с ЧМ широко используют для передачи радиотелефонных сигналов на частотах выше 30 МГц. В приемниках таких сигналов (рис. 2.4) демодулятором служит частотный детектор (ЧД), за которым включается усилитель низкой частоты (УНЧ), в данной схеме усилитель звуковых частот. Сигналы с выхода приемника подаются на головные телефоны или громкоговорители. Для устранения амплитудной модуляции сигналов помехами служит ограничитель амплитуд (О). При проектировании схемы линейного тракта следует руководствоваться указаниями гл. 1. Для уменьшения фазовых искажений в УПЧ используют каскады резонансного усиления или каскады с парами контуров с критической связью. Ширину спектра радиочастот принимаемого сигнала в (1,1) можно взять равной ne = 2fax(l + 4 + Vm,), (2.12) где m, == А/да /Т^яах - индекс модуляции; А/ ч -максимальная девиация частоты сигнала; Ртал - максимальная частота модуляции сигнала. 42 При определении максимально допустимого коэффициента шума по формулам (1.7) - (1.10) минимальное отношение сигнал/шум на входе приемника у^ можно подсчитать по формуле Уи Yb , Vkl (2.13) где -отношение максимального напряжения управляющего сигнала к действующему; Пвх 1,1 Р^цах - полоса пропускания УНЧ. Формулой (2,13) можно пользоваться при Увх > 10...16 дБ. В противном случае отношение сигнал/шум на выходе падает из-за взаимодействия сигнала и шума в ограничителе. Во избежание этого в приемник можно ввести устройства снижения порога (величины Увхг при которой начинает падать Увых). Однако эти устройства су- демадулятор 4N г-
\нейньш тракт
Рис. 2.4. Типовая схема приемника непрерывных сигналов с Ч.\\. щественно усложняют приемники [8]. Если величина Увых не задана, то для радиотелефонных сигналов можно принимать Увых = = 3...10. В приемниках непрерывных ЧМ сигналов можно использовать частотные детекторы с парой связанных (относительно простой и эффективный) или с парой расстроенных контуров, а также детектор отношений. Детектор отношений дает наименьший коэффициент передачи и наибольшие нелинейные Р1скажения. Однако он не требует специального каскада - ограничителя амплитуд, и поэтому может применяться в переносных приемниках, допускающих сравнительно большой уровень искажений. Детектор с парой расстроенных KOiTypoB дает наибольший коэффициент передачи, но конструктивно сложнее остальных. При использовании детектора отношений амплитуда напряжения сигнала на выходе УПЧ f/n > 0,2...0,4 В. (2.14) Для других частотных детекторов на выходе УПЧ (на входе ограничителя амплитуд) амплитуда сигнала t/n > tnop/ (1 -/Па о). (2.15) где /п^ ц - коэффициент вредной амплитудной модуляции сигнала помехами; (7нор = 0,05...0,1 В для диодного ограничителя и пор = 0,02...О.СЙ В для транзисторного ограничителя. 1 2 3 4 5 ... 25 |
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||