|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 16 17 18 19 20 21 22 ... 25 Таблица 8.4
Отсюда следует, что для получения широкого диапазона Д/л необходимо использовать высокодобротный варактор при низкой добротности контура генератора Qho- К тому же результату приводит увеличение связи варактора с контуром генератора (т. е. увеличение рассеиваемой в нем мощности Р^) при одновременном увеличении мощности диода Рг для сохранения неизменной мощности Ргвых- У существующих варакторов коэффициент у - 0>3 0,5, а добротность Qb = 10...30 при /[, == 10 ГГц. Добротность контура Qho часто имеет величину того же порядка, что и добротность Qb-Поэтому если принять, что Рв = Ргвых, Qho Qe, 9 1 и Y = о, 4, то по формуле (8.43) получим Д/эл го = 20%. На основе таких расчетов можно определить, насколько мощность Рр, генерируемая ДГ, должна быть больше Рг вых для получения заданного диапазона Д/ал при известных параметрах варактора. Выходная мош,ность ГДГ сантиметровых волн-от десяти до нескольких сотен милливатт, миллиметровых - от единиц до ста милливатт. Диапазон электрической перестройки частоты варакто-ром Д/эл го получен от единиц до 10,..15%, при этом значительная часть мощности, генерируемой диодом Ганна (приблизительно от четверти до половины), рассеивается в варакторе. В случаях, когда требуется получить линейную зависимость перестраиваемой частоты /г от управляющего напряжения (тока) и еще более широкий диапазон Д/дд, вместо электрической перестройки варакторбм используют магнитную перестройку с помощью )езонатора на ЖИГ-сфере (см. рис. 4.32). В последнем случае диод анна связывают с внешней нагрузкой через ЖИГ-резонатор. Ме-364 Таблица 8.5
няя ток подмагничивания ЖИГ-сферы, линейно изменяют ее резонансную частоту и тем самым частоту генерации ГДГ. Недостатками магнитной перестройки частоты по сравнению с варакторной являются: потребление мощности в цепи управления частотой /р (в цепи тока управляющего электромагнита), меньшая скорость перестройки частоты и более сильная зависимость частоты генерации от температуры. В табл. 8.4 приведены параметры ряда ГДГ с механической и электрической перестройкой частоты варактором ((Уов = О,..50 В), а в табл. 8.5- параметры некоторых ГДГ с линейной магнитной перестройкой частоты с помощью ЖИГ-резонаторов. Амплитудный и частотный шумы генераторов Ганна и отражательных клистронов сантиметровых волн соизмеримы. Шум ГДГ тем меньше, чем выше добротность его колебательной системы. Однако при этом, как следует из формулы (8.43), будет также уменьшаться диапазон электрической перестройки Д/эл- Другими словами, наименьший уровень флюктуационного шума может быть достигнут в электрически не перестраиваемых ГДГ или в ГДГ с узким диапазоном перестройки Д/зл. Генераторы на лавинно-пролетных диодах Лавинно-пролетный диод (ЛПД) работает при отрицательном напряжении питания t/o, несколько превышающем нормируемое обратное напряжение t/ opM обр- Полупроводниковая структура ЛПД может быть различной, в частности она может быть р- п-перехо-дом. Механизм возбуждения СВЧ колебаний в генераторах на ЛПД (ГЛПД) основан на том, что в определенном диапазоне частот, зависящем от структуры и размеров р-п-перехода, ЛПД обладает динамическим отрицательным сопротивлением, которое в статическом режиме (при отсутствии СВЧ поля) не проявляется. Эквивалентная схема ЛПД близка к эквивалентной схеме диода Ганна (рис. 8.15); отличие заключается в том, что в ЛПД отрицательное сопротивление- Рлпд и емкость Слпд, равная 0,1-0,8 пФ, включены последовательно. Конструкции ЛПД аналогичны конструкциям диодов Ганна. Таблица 8G
Особенность ЛПД заключается в том, что его источник питания должен быть источником стабилизированного тока, а не стабилизированного напряжения, как у других типов гетеродинов. Связано это с тем, что ЛПД работает на участке лавинного пробоя, где небольшие изменения напряжения питания приводят к значительным изменениям тока. В связи со сходством эквивалентных схем и конструкции ДГ и ЛПД схемы, конструкции и методы перестройки частоты ГЛПД аналогичны используемым в генераторах Ганна (рис. 8.14). Пример топологической схемы микрополоскового ГЛПД сфикси-рованной настройкой частоты, используемого в качестве генератора накачки ППУ, показан на рис. 5.31, 6. Выходная мощность ГЛПД обычно больше, чем у ГДГ. В одно-диодных ГЛПД Ргвых 50...500 мВт на сантиметровых волнах и Рг вых 50...100 мВт на миллиметровых. При использовании нескольких диодов в одном ГЛПД выходная мощность существенно возрастает. Напряжение и ток питания различных типов ЛПД в основном лежат в пределах 20...100 В, /р лпд 10...100мЛ. Параметры некоторых ГЛПД приведены в табл. 8.6, Существенной особенностью ГЛПД, в ряде случаев ограничивающей возможность его применения, является высокий уровень его флюктуационного шума, обусловленного влиянием процессов ударной ионизации в ЛПД. В сантиметровом диапазоне при /сдв > > 1 МГц для ГЛПД величины -(130...150) дБ/Гц, что приблизительно на 15-25 дБ/Гц больше, чем у отражательных клистронов в том же диапазоне. Уровень частотного шума ГЛПД приблизительно на 20-40 дБ выше, чем у клистронов. Из-за повышенного уровня шума применять ГЛПД в качестве гетеродина малошумящего приемника обычно нецелесообразно. Благодаря большой выходной мощности его часто используют в качестве генератора накачки ППУ [6]. Повышенный уровень шума ГЛПД не ухудшает коэффициент шума двухконтурного ППУ. 366 СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. Под ред. Р. А. Валитова. М., Связь , 1972, Авт: Г. П. Балан, В. Я. Баркин, 1. А. Валитов и др. 2. Дробов С. А., Бычков С. И. Радиопередающие устройства. М., Сов. радио , 1969. 3. Плонский Л. Ф., Медведев В. Д., Якубец-Якубчик Л. Л. Транзисторные автогенераторы метровых волн, стабилизированные на механических гармониках кварца. М., Связь , 1969. 4. Блекуэлл Л. А., Коцебу К. Л. Параметрические усилители на полупроводниковых диодах. Пер. с англ. Под ред. А. Н. Выставкина. М., Мир , 1964. 5. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных приемников. М., Сов. радио , 1973. 6. Руденко В. М., Халяпин Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящие входные цепи СВЧ приемных устройств. М., Связь , 1971. 7. Стерцер. Усилители и генераторы на эффекте переноса электронов (ганновские) в технике СВЧ. - В кн: Полупроводниковые приборы СВЧ. Под ред. Ф. Брэнда. Пер. с англ. М., Мир , 1972. 8. Колосов М. В., Перегонов С. А. СВЧ генераторы и усилители на полупроводниковых приборах. М., Сов. радио , 1974. ДЕТЕКТОРЫ И ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУД ПРИЕМНИКОВ 9.1. АМПЛИТУДНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ В транзисторных приемниках для детектирования непрерывных амплитудно-модулированных (AM) сигналов используют диодные и транзисторные детекторы. Диодные полупроводниковые детекторы  Рис. 9.1. Последовательная (а) и параллельная (б) схемы амплитудного диодного детектора. могут иметь как последовательные (рис. 9.1, а), так и параллельные схемы включения (рис. 9.1, б). Предпочтительны последовательные детекторы, имеющие относительно большое входное сопротивление. Параллельные детекторы применяют лишь тогда, когда контур последнего каскада УПЧ находится под напряжением питания и сигнал на детектор передается через разделительный конденсатор. Обычно диодные полупроводниковые детекторы работают в режиме линейного детектирования при входном напряжении сигналов д вх - 0,5.,Л В. Здесь рассмотрим именно такой режим. Расчет диодгого детектора непрерывных AM сигналов При расчете детектора исходными являются - промежуточная частота fa, - напряжиьте несущей на входе детектора (/д вх! - эквивалентная проводимость контуров последнего каскада УПЧ 0 ; - максимальный коэффициент модуляции mmax (обычно полагают /Пгаах 0.8); - диапазон модулирующих частот от Fain До Ртах и коэффициенты Мн и Мв частотных искажений на этих частотах (обычно 1,05...1,2); - допустимое эквивалентное затухание da последнего контура УПЧ; - коэффициент фильтрации - 0,01...0,02. Приведем последовательность расчета. Выбирают германиевые или кремниевые диоды с малым внутренним сопротивлением Ri, малой емкостью Сд и большим обратным сопротивлением R (например, Д2Б, Д9Б, Д10 и др.). Параметры некоторых типов диодов даны в приложении 1. Определяют Ri и RoCo выбранного диода по данным приложения 1. Определяют требуемое входное сопротивление детектора /?вхд> l/l(de/d, И Ga, (9.1) где 4 - затухание последнего контура УПЧ с учетом Rbxr, d - затухание того же контура без учета действия детектора. В узкополосных УПЧ надо брать djd 1, 2; в широкополосных УПЧ должно удовлетворять требования обеспечения полосы пропускания последнего каскада УПЧ. Подсчитывают сопротивление нагрузки: /?н 3/?вхд (9.2) параллельного детектора и /?н 2/?в^д (9.3):; последовательного детектора или /?и = 2/?вх /(1-3/?вхд ?обр) (9.4) с учетом обратного сопротивления диода. Заметим, что формулы (9.2) - (9.4) справедливы при R > Ri, Если согласно (9.4) полу-368 чают /?н < 200 кОм, то надо взять /?н = 200 кОм и выбрать автотрансформаторное подключение детектора к контуру с коэффициентом включения m = V0,2G /?Bx . (9.5) Рассчитывают эквивалентную емкость нагрузки детектора из условий отсутствия нелинейных искажений ;/(2nf ax H r (9.6)  Рис. 9.2. Зависимость коэффициента передачи и динамического внутреннего сопротивления Rm диодного детектора от отношения Ra/Ru И допустимых частотных искажений С„ < (Ra + Ri) УЛ?Г=Т/(2лР R ;?,д), (9.7) где Riu-динамическое внутреннее сопротивление детектора, определяемое из рис. 9.2. Из значений С в, полученных по формулам (9.6) и (9 7), выбирают меньшую величину. Находят коэффициент передачи детектора Кд по графику рис. 9.2. Рассчитывают сопротивления: =: 0,5 (1 - max) + V0,25 (1 - + (1 - m) R /?o max . (9.8) где Po max - максимально допустимое сопротивление в цепи базы следующего транзистора, и Ri = Rb- Ri. (9.9) Определяют емкости конденсаторов: Сг = [(3...5)/ {2nf R,)] ~ (9.10) где Си2 = 15 .20 пФ - емкость монтажа входной цепи УНЧ, Cl = С„-(3...5)/2л/п/?1, (9.11) (9.12) Нахрдят коэффициент фильтрации напряжения промежуточной частоты для последовательного детектора: кф (Сд + C i)/(Ci + Сд + C i) [1 + 2 л/аХ Х(С,+ С„2)(9.13) и для параллельного детектора: кф С,/ (Сг + Сд + Ci) [1 + 2л/п (Сг + С^,) Rj, (9.14) где См1 == 2...5 пФ - емкость монтажа; Сд - емкость диода. В переносных и карманных радиовещательных приемниках возможно применение квадратичного детектирования с (Увх и > > (60...80) мВ, при которых нелинейные искажения не превышают допустимых величин. При квадратичном детектировании Кд = а^/1хд (9.15) и при (Увх д == 60...80 мВ обычно Ка 0,15. Расчет транзисторного коллекторного детектора непрерывных AM сигналов Транзисторные коллекторные детекторы непрерывных AM сигналов, подобные изображенному на рис. 9.3, применяют в переносных и карманных радиовещательных приемниках. Их основное достоинство-возможность получения /Сд>1; недостаток - большой ЭгИ-о/сдау уровень нелинейных искажений. При расчете детектора исход- ные данные и требования такие же, как для диодных детекторов AM сигналов. Приведем последовательность расчета. Выбирают транзистор того же типа, что и для каскадов УПЧ. Принимают сопротивление детектора хг нн . I-I- Рис. 9.3. Схема транзисторного детектора AM сигналов. нагрузки в коллекторноц цепи /? Х5.с.10) ;?вхн, где ?вхн - входное сопротивление 1-го каскада УНЧ, Определяют коэффициент передачи детектора /Сд = 11218 1 /?н/?вхн/(2,5ес.3,3) (/? + R) = \y2iB\RJ (2,5...3,3). Подсчитывают емкость в цепи коллектора С„ из условий допустимых частотных искажений на верхних частотах модуляции; Ск<159УЛ?71Т/ ,;? (9.18) где Ftaax И выражены в килогерцах и килоомах соответственно. 370 (9.16) (9.17)1 Находят входные сопротивление [кОм] и емкость [пФ] детектора /?вх д = а /?в,/ 11 + (/п в Св,/159) а Rr], (9.19) С„д = в CJ 11+ (/ в СвяГб/159)1, (9.20) где /п. в мегагерцах; /?вх и б. в килоомах; Свх. в пикофарадах; коэффициенты а = 3...4, в == 0,25...0,33 при (Уд вх = 0,1...0,15 В, причем с уменьшением (У„ вх - а увеличивается, в - уменьшается. Выбирают сопротивление /?i = 0,5...1 кОм.  Ко 2му каскаду видеоусилителя -о Ограничитель  Рис. 9.4. Схема последовательного диодного детектора радиоимпульсов. Рассчитывают сопротивление /?2 = 1 1(10...20) £п- П, (9.21) где Еп - напряжение питания, В. Находят значение емкости, шунтирующей R. CmiFraiu Ri. (9-22) где fmiD в герцах; R в килоомах. Расчет детектора радиоимпульсов Для детектирования радиоимпульсов, т. е. для преобразования их в видеоимпульсы, используют последовательные диодные детекторы, выполненные по схеме, приведенной на рис. 9.4. Отрицательное напряжение видеоимпульсов с выхода детектора поступает на ограничитель, в качестве которого служит 1-й каскад видеоусилителя с ОЭ. В этом каскаде сигналы ограничиваются за счет отсечки коллекторного тока. В таких детекторах используют германиевые диоды. Емкость конденсатора нагрузки берут равной Сн = 10 Сд - С^ = Ci - С„, (9.23) где С„ = 3...5 пФ - емкость монтажа. Сопротивление нагрузки берут равным Rn Тс/2,3 Са, i где То - длительность среза видеоимпульсов. (9.24) После этого дроверяют соотношение ад (1...2) , (9.25) при невыполнении которого заметно падает /Сд. После этого определяют коэффициент передачи /С„ и входное сопротивление/?вх д 0,7 0,6 D,S 0,i 0,3 О, г о 10 20 50 ШО 200 RsxAJIk г^<l ОтУПЧ^ \ 1ф <нк Рис. 9.5. Кривые для определения входного сопротивления диодного детектора радиоимпульсов. ПО кривым, приведенным на рис. 9.2 и 9.5. Вычисляют длительность фронта видеоимпульсов Тф = 4,4 Сэ/?вх д/?э/ (/?вх д + (9.26) где /?э и Сэ - резонансное сопротивление и емкость последнего контура УПЧ с учетом /?вх д в установившемся режиме. Коэффициент передачи детектора можно повысить, увеличив сопротивление нагрузки и включив для сохранения формы импульсов схемы коррекции, ускоряющие нарастание напряжения, подобные приведенным на рис. 9.6. При этом быть равно Ко 2-му каскаду видеоуси-литеяя Ограничитель Рнс. 9.6. Схема радиоимпульсов диодного детектора с цепью коррекции. сопротивление нагрузки должно /?нк = 1,65 /?н. (9.27) где /?н определяется согласно (9.24) и (9.25), Индуктивность нагрузки должна составлять U = QlRl.Ca, (9.28) где Qh == 0,6 во избежание появления больших выбросов напряжения видеоимпульсов. При определении /С„ согласно рис. 9.2 нужно заменить /? на /?я к. Для улучшения фильтрации напряжения промежуточной частоты служит дроссель с 1ф = 10...40 мкГ (рис. 9.4 и 9.6), настраи-372 ваемый собственной емкостью Сф = 2...4 пФ на = (0,5...0,7)/в. Дроссель дает ослабление напряжения промежуточной частоты в Se = (Сф + Свх1)/Сф (9.29) раз, где Свх1-входная емкость 1-го каскада видеоусилителя. Индуктивность дросселя должна быть равна /,ф = 1/4 п%Сф. (9.30) Для защиты приемника от длительной немодулированной помехи должно выполняться равенство Сб/?б = -тах. (9.31) где Тщах - максимальная длительность принимаемых импульсных сигналов. Расчет пикового детектора Для преобразования напряжения видеоимпульсов в напряжение постоянного тока служат пиковые детекторы, обычно параллельные (рис. 9.7). Исходными при их расчете являются: - длительность входных видеоимпульсов т и период их следования Та\ - тип транзистора предшествующего каскада и сопротивление его нагрузки /? или выходное сопротивление каскада /?вых ап, если детектор подключен к выходу эмиттерного повторителя; - постоянные времени заряда и разряда Тр конденсатора нагрузки детектора. Порядок расчета следующий. Выбирают диод с большим обратным сопротивлением. Определяют емкость нагрузки детектора С„ xj {Ri + /? ). (9.32) ffxad о- , Выход -о Рис. 9.7. Схема детектора. пикового где Ri - внутреннее сопротивление диода. Рассчитывают сопротивление нагрузки (9.33) Если по (9.33) получают сравнимое с сопротивлением утечки схемы, то на входе пикового детектора включают эмиттерный повторитель и определяют емкость нагрузки детектора С^ xJiRi + /?вых9п) и сопротивление нагрузки (9.34) (9.35) 373 Определяют коэффициент передачи детектора /Сд= 1!р[1-ехр(-т/Тз)][1-ехр(-т/Тр)]/Г^х X 1ехр(--- + 3 / (9.36) Из (9.36) видно, что с ростом Тр растет /Сд. 9.2. ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУДЫ Ограничители амплитуды служат для устранения ненужной амплитудной модуляции высокочастотных сигналов. Такое преобразование сигнала осуществляют при детектировании частотно-модулированных сигналов и в процессе автоматической подстройки частоты при создании управляющих напряжений с помощью частотных различителей. В первом случае ограничитель включают между усилителем промежуточной частоты и частотным детектором, во втором - перед частотным различителем системы АПЧ.  14L iVItiii  Выход ] а *£т Рис. 9.8. Схеыы ограничителей: а-диодного; б -на транзисторе. В транзисторных приемниках ограничители выполняют на полупроводниковых диодах н транзисторах. Достоинствами диодного ограничителя (рис. 9.8, а) можно счи- тать довольно высокую эффективность ограничения (20-30 дБ), малую инерционность, сравнительную простоту и экономичность. К его недостаткам можно отнести отсутствие усилительных свойств и шунтирующее действие диодов на колебательный контур. Ограничитель на транзисторе (рис. 9.8, б) не только ограничивает, но и усиливает сигнал. Эффективность транзисторного ограничителя также составляет 20-30 дБ. Недостатки его обусловлены специфичными свойствами транзисторов (разброс параметров, их температурная нестабильность и др.). Исходными данными для расчета ограничителей являются: - частота несущей сигнала /о; - коэффициент паразитной амплитудной модуляции входного напряжения /Пвх; - верхняя /шах и нижняя /mm частоты модуляции; - эквивалентное сопротивление выходного контура /?э; - требуемые амплитуда ограниченного напряжения f/orp и эффективность его ограничения М - Шът^ых- Если к ограничителю не предъявляют особых требований, то при расчете принимают: т^х = 0,3...0,5; /max = 0.5 П (где П - полоса пропускания приемника); М = 20...40 дБ. Сопротивление /?з задают с учетом следующих соображений. Если выходной контур ограничителя является элементом преобразователя модуляции частотного детектора, то исходное для расчета ограничителя сопротивление /?в получают из расчета частотного детектора. Если же ограничитель предназначен для работы в качестве отдельного каскада, то сопротивление находят исходя из соображений конструктивно осуществимой добротности контура, требуемой полосы пропускания каскада и минимально допустимой емкости контура. Расчет диодного ограничителя Обобщенные амплитудные характеристики ограничителя на диодах (рнс. 9.9) определяются соотношением 1 + -Р п 1 1 \ 2 arc cosi-sin 2 arc cos - X, (9.37) где Y == огр/зап - обобщенная амплитуда напряжения на выходе; X = UbxX Х| Уи! /?э/эап -обобщенная амплитуда напряжения на входе последнего каскада УПЧ; и^ап - запирающее напряжение, которое необходимо ввести в цепь каждого диода для обеспечения требуемой величины ограниченного напряжения; 5д- крутизна характеристики диода; р = 5д/?э- С помощью характери- 
0 S W 15 20 Рис. 9.9. Обобщенная диодного ограничителя. 25 ЗВ 35 X характеристика стик, приведенных на рис. 9.9, определяют обобщенные параметры ограничителя X,Y а р, при которых обеспечивается эффективность ограничения М для заданного т^х- Требуемое эквивалентное сопротивление контура определяют по формуле ,/?э = р/5д. (9.38) Необходимое напряжение запирания диодов находят как I I = Uor,fY, (9.39) Требуемая амплитуда входного напряжения равна Ubs X\U n\/\Y2i\Rs. (9.40) Пример 9.1. Рассчитать диодный ограничитель (рис. 9.8, а). Исходные данные: т^х = 0,3, М > 20 дБ, (Уогр = 2 В, = = 30 мСм, заданное эквивалентное сопротивление контура Rg = = 5 кОм. 1. Выбираем X = 8. При т^х = 0,3 имеем ЛХ = 2,4. Из рис. 9.9 определяем Y, АУ при разных значениях р:
Для выполнения условия М > 20 дБ выбираем р = 200. При этом обеспечивается М = mJmus. ~ rnxYlAY = 0,3 1,1/0,03 =11. В качестве диодов ограничителя могут быть применены точечные диоды, аналогичные используемым в AM детекторах. Выбираем их по крутизне 5д в зависимости от заранее рассчитанной величины эквивалентного сопротивления контура Рэо- Если значение R , рассчитанное по формуле (9.38), окажется больше заданного, то это означает, что требования к (Уогр или М при данном контуре и выбранных диодах невыполнимо. Необходимо выбрать диоды с большей крутизной или применить дополнительный каскад ограничения. 2. Напряжение запирания диодов определяем по (9.39): (7зап = == 1,8 В. Эту величину устанавливаем, выбирая сопротивление резисторов соответствующих делителей. 3. Напряжение на входе последнего каскада УПЧ, изображенного на рис. 9.8, а, согласно (9.40) равно t/Bx 0,lB. 4. Если необходимо увеличить коэффициент передачи ограничителя, для уменьшения Увх, то следует уменьшить выбранную величину X до 3-4. 5. Определяем минимальную крутизну диода. Согласно (9.38) 5д = 40 мСм. Расчет ограничителя на транзисторе Обобщенная амплитудная характеристика (рис. 9.10) ограничителя на транзисторе (рис. 9.8, б), работающего в режиме симметричного ограничения за счет отсечки и насыщения коллекторного тока, описывается выражением Y = [1-2 Y (l/X)] X,- (9.41)  где У (А) = (arc cos А - 0,5 sin (2 arc cos A)]; X = UJUbb, У = UoTvK и Ra Lorp/t/Бэ Ra I 1 - обобщснные амплитуды на входе и выходе ограничителя; (Убэ-напряжение база-эмиттер, соответствующее среднему значению величины импульсов коллекторного тока; /к и - амплитуда импульса коллекторного тока, при которой начинается ограничение из-за отсечки и насыщения (рис. 9.11); Ra - эквивалентное сопротивление контура с учетом шунтирующих влияний транзистора и элементов схемы; 12x1-крутизна транзистора на частоте сигнала. OA О,
 Рис. 9.10. Обобщенная характеристика ограничителя на транзисторе. Рис. 9.11. К выбору режима работы ограничителя на транзисторе. По обобщенной амплитудной характеристике (рис. 9.10) выбирают м инимально возможное значение X и находят соответствующее ей значение Y, при котором изменение амплитуды входного напряжения от (1 - /Ивх) Х до (1 + mxjX вызывает изменение амплитуды выходного напряжения Y не больше, чем на допустимую величину AY/Y - 2 твл1М. С помощью найденного значения Y определяют амплитуду импульсов коллекторного тока по формуле /к = t/orp/КРэ. (9.42) В режиме ограничения амплитуда импульса коллекторного тока равна постоянной составляющей коллекторного тока /ки = /к. Начальный ток базы рассчитывают по формуле /б = /к 1Кгэ, (9.43) где hia - статический коэффициент передачи тока транзистора в схеме с ОЭ. По найденному начальному току базы и входным характеристикам транзистора находят необходимое постоянное напряжение t/БЭ. В заключение рассчитывают требуемую амплитуду входного напряжения i/вх = Хиьэ. (9.44) Пример 9.2. Рассчитать ограничитель на транзисторе (рис. 9,8, б). Исходные данные: rngj = 0,3; М > 20 дБ; (Уи-р = 2 В; - = 5 кОм. Расчет 1. Выбираем X = 2, тогда АХ = 2 X /Пвх = 1,2. Из рис. 9.10 имеем: К = 1,2; ДУ = 0,07; т^х - 1.2. При этих условиях не обеспечивается требуемая величина М. Поэтому необходимо увеличить X, например, до X = 3. Тогда согласно (9.41) У = 1,25 и в соответствии с (9.42) /ки = 2/1,25 Rs. В ограничителе может быть использован транзистор, аналогичный использованному в УПЧ. 2. Выбираем транзистор ГТ310Б {h2i9= 100). Принимаем /ки = /к = 1 мА. Тогда Ra = 1,6 кОм. Коэффициент включения контура к коллектору = 0,6. Из (9.43) следует, что /б = ==10-/100 = 10- А. 3. По входным характеристикам транзистора определяем напряжение смещения при С/кэ = £п==2 В: (Убэ = 0,2 В. 4. Определяем входное напряжение (9.46): Ux - 0,6 В. Расчет симметричного ограничителя Для симметричного ограничения можно использовать транзисторные ограничители, выполненные по каскодной схеме, в которой каждый транзистор ограничивает только свою (верхнюю или нижнюю) полуволну напряжения за счет отсечки коллекторного тока. В ограничителе, изображенном на рис. 9.12, транзисторы включены  Рис. 9.12. Схема симметричного ограничителя на транзисюрах. по схеме ОК - ОБ. Транзистор Т1 ограничивает отрицательную полуволну напряжения. Чтобы ограниченное таким образом синусоидальное напряжение передать без искажений на 2-п каскад, необходимо использовать транзисторы с высокой граничной частотой. 2-й каскад ограничивает положительную полуволну напряжения. Резистор /?к2- нагрузка, с которой снимается выходное напряжение. Для выделения полезного спектра сигнала может быть использован резонансный контур. С помощью резистора R 2 доби-ваются симметрии схемы. 378 Резистор общ определяет положение начальных рабочих точек и уровень входного напряжения, соответствующий началу ограничения. Рассчитать значение его сопротивления можно еле--дующим образом. Используя статические характеристики транзисторов /к = / (Ubb), строим суммарный ток, протекающий через 9 общ (рис. 9.13, о). Выбрав токи транзисторов /к i = /к 2 = == 1...5 мА, проводим через точку А нагрузочную прямую, угол наклона которой определяется как tg а = l/R т- Пример 9.3. Рассчитать симметричный ограничитель (см. рис. 9.12). Исходные данные: частота несущей /о = 10 МГц; полоса частот, занимаемая спектром сигнала, П = 4 МГц, L/вых =0,2 В. 1. Определяем верхнюю граничную частоту ограничителя /о -Ь П/2 = 12 МГц. /г lt/б})  3 2 1 V IS 1,9 2,0 2,1Ui3,B S Рис. 9.13. К выбору режима работы симметричного ограничителя. Для работы в этом диапазоне частот пригодны транзисторы с граничными частотами 200-300 МГц (например, КТ306Г). 2. Задаемся £ = 12 В. Принимаем напряжения = = = 2 В. Выполнив графическое построение в соответствии с рис. 9.13, а, из рис. 9.13, б получим/к s = 2 мА; R общ- ~ 1 кОм. Отсюда /э1 /к 1 == 1 мА; /э 2 /к 2 = 1 мА. 3. Для выбранного типа транзисторов в каскодной схеме ОК - ОБ в диапазоне частот 5-15 МГц можно считать У21! ~ 15 мСм, а уровень эффективного ограничения начинается с О вх 60 мВ [7]. Учитывая это, получаем /? 2 = (7вых/(вх Уг] I) = 220 Ом. Для симметрии схемы принимаем R = Р^г = 220 Ом. 9.3. ДЕТЕКТОРЫ ЧМ СИГНАЛА Для детектирования ЧМ сигналов используют дискриминатор и детектор отнощений, представленные на рис. 9.14. Дискриминатор собран на двух диодах Д1 и Д2. В качестве нагрузки по постоянному току служат одинаковые резисторы R1 и R2, щунтированные конденсаторами С1 и С2. Колебательные контуры фазовращающего трансформатора настроены на промежуточную частоту. Напряжение сигнала промежуточной частоты, полу- ценное с первичного контура, U3 вводится в цепь диодов синфазно. В результате на диоды Д1 и Д2 поступают гадметрические суммы напряжений = 1/3 + 0,5 и /дг = (Уд-0,5 U. Выпрямленные каждым диодом напряжения суммируются с противоположными знаками. Отклонение мгновенной частоты ЧМ сигнала от резонансной частоты колебательных контуров в процессе модуляции приводит к изменению напряжений Ujxi и Uji2- В результате выходное напряжение дискриминатора оказывается пропорциональным отклонению частоты.  Рис. 9.14. Схемы дискриминатора (а) и детектора отношений (б). В схеме детектора отношений (рис. 9.14, б) диоды Д1 и Д2 включены встречно и выпрямленные напряжения складываются. Благодаря тому, что параллельно С1 и С2 включен конденсатор большой емкости СЗ, выбираемой из условия Cg-2/?i = 0,2...0,5 с, сумма напряжений Uri + = Uc3 остается практически неизменной при изменениях амплитуды напряжения на входе каскада. Изменение напряжений Ujxx и О'дг в процессе модуляции приводит к изменению отношения UnJlJai. По этой причине рассматриваемый каскад получил название детектора отношений. Результирующее выходное напряжение снимается между точками /, 2. Его значение изменяется пропорционально отклонению частоты и очень слабо зависит от колебаний амплитуды входного сигнала, поскольку напряжение Усз поддерживается постоянным. Это позволяет в дробном детекторе обходиться без предварительного ограничителя. Для улучшения симметрии схемы, способствующей лучше-380 му подавлению амплитудной модуляции, иногда вводят резисторы небольших сопротивлений, корректирующие разброс параметров диодов. Частотный детектор может быть выполнен и на ИС. Частотный детектор, схема которого приведена на рис. 9.15, состоит из фазовра-щающего трансформатора и ИС К2ДС242. Последняя включает в себя кроме диодов и элементов нагрузки детектора также фильтр низкой частоты для коррекции предыскажений, используемых в радиовещании с ЧМ. Чтобы определить элементы фазовращающего трансформатора (см. рис. 9.14, б), необходимо найти реакцию детекторной цепи на 1-й и 2-й контуры. Можно показать, что для идентичных диодов V  Фюо1ращающи11 трансформатор^
Рис. 9.15. Частотный детектор в ЧМ приемнике с использованием интегральной микросхемы К2ДС242. цепь каждого из них можно считать отдельным детектором (рис. 9.16). Таким образом, входное сопротивление детектирующей цепи в точках 1,4 к 1,5 на рис. 9.14, а также коэффициент передачи по постоянному току Kjx можно определить как для амплитудного детектора (рис. 9.16). Сказанное справедливо и для дискриминатора, у которого цепи диодов также независимы. Катушка L3 передает реакцию цепей диодов в 1-й контур. Учитывая, что напряжения 62/2 и V3 сдвинуты друг относительно друга на 90°, можно представить распределение нагрузки для фазовращающего трансформатора со стороны детекторной цепи, как показано на рис. 9.17, где/?вх - входное сопротивление цепи диода в схеме на рис. 9.16. Для одинаковых контуров в соответствии с распределением нагрузок, показанном на рис. 9.17, индуктивность катушки L3 определяется как 1з = Li/4 , (9.45) где - коэффициент связи между катушками Ы и L2. В частотных детекторах не применякгг дополнительного смещения, диоды выбирают с малым обратным током, режим их работы обычно близок к режиму генератора тока. Последнее особенно важно для детектора отношения, режим работы которого от генератора тока обеспечивает необходимое подавление сопутствующей амплитудной модуляции. Последовательность определения основных элементов частотного детектора может быть следующей. Задаваясь напряжением на диоде Ujx и сопротивлением нагрузки по постоянному току R], R2, определяют входное сопротивление детектора рис. 9.16. Затем рассчитывают полосовой фильтр так, чтобы заданная полоса обеспечивалась в нем при шунтировании контуров сопротивлениями, равными Приступая к расчету частотного детектора, необходимо учитывать следующее:  
Рис. 9.16. Эквивалентная схема AM Рис. 9 7. Распределение нагрузки, детектора. в фазовращающем трансформаторе. - собственные добротности контуров с учетом выходного сопротивления ведущего транзистора желательно выбирать намного больше рабочей добротности; - емкости контуров полосового фильтра должны быть не менее 30...50 пФ, чтобы изменение диффузионной емкости диодов не влияло на настройку контуров частотного детектора; - в радиовещании используют промежуточные частоты 6,5; 8,4 или 10,7 МГц при максимальной девиации 50 кГц; при этом полоса пропускания частотного детектора должна быть, как показано в 14], порядка 250...500 кГц; - в различных классах транзисторных приемников метрового диапазона значение напряжения на диодах при входных сигналах, соответствующих чувствительности приемника, колеблется от 150 до 300 мВ. В этих условиях сопротивление резистора нагрузки детектора по постоянному току нельзя брать очень малым и слишком большим. В первом случае нельзя получить требуемый коэффициент передачи, а во втором - обеспечить режим работы диодов от генератора тока. В современных радиоприемниках значение этого сопротивления следует выбирать от 5 до 20 кОм. Определение параметров детектора ЧМ сигнала Вследствие зависимости входного сопротивления детектора от уровня сигнала и разницы нагрузок детекторной цепи для постоянного тока и частоты модуляции изменение напряжений на дио-382 дах {Уд1 и Ujx2 при изменении частоты будет зависеть не только от фазовой характеристики, но и от параметров диодов, нагрузок детектирующей цепи и величины подводимых напряжений. Для определения коэффициента передачи частотного детектора необходимо: определить глубину амплитудной модуляции т, преобразованной фазовращающим трансформатором из частотной модуляции, при условии, что детектор питается от генератора напряжения; рассчитать элементы детектора AM сигнала, эквивалентного частотному детектору (сопротивления нагрузки по постоянному и переменному току); рассчитать напряжение на входе ведущего транзистора, обеспечивающее заданное напряжение на диодах, а затем и напряжение на выходе частотного детектора. Определение глубины амплитудной модуляции. Напряжения на диодах частотного детектора со связанными контурами определяют как где /i - амплитуда 1-й гармоники коллекторного тока; Rr, - резонансное сопротивление параллельного контура; = A/cQh/Qo - обобщенная расстройка; А/о - девиация частоты сигнала; Qh - добротность нагруженных контуров частотного детектора; р -параметр связи; - коэффициент связи между катушками контуров. При подаче на вход частотного детектора сигнала с девиацией, соответствующей , напряжение на каждом из диодов колеблется от Ul до Ui. Поэтому напряжение на диоде можно представить как AM колебание с амплитудой U и глубиной модуляции т = i\Ui\-\U,\)/2{U\. (9.47) Определяя модули выражений (9.46) и подставляя их в (9.47), можно записать выражение для глубины амплитудной модуляции без учета реакции детекторной цепи [Vl+(g4P)-yi-f(-P)4 VlTF (948) 2 Vu+Fpy+ip Коэффициенты модуляции высокочастотного напряжения на диодах при питании детекторной цепи от источников сигнала с нулевым и не равным нулю внутренними сопротивлениями в общем случае не совпадают. Однако при ЧМ изменения амплитуды напряжений на диодах противофазны. Это приводит к тому, что изменение реакции на контур одного диода компенсируется противоположным изменением реакции другого диода, т. е. при ЧМ глубина модуляции напряжения на каждом диоде соответствует формуле (9.48). Определение параметров детектора AM сигнала, эквивалентного частотному детектору для токов низкой частоты. Если на детектор отношений (см. рис. 9.14, б) воздействует немодулированный сигнал, то выпрямленный ток Iпротекает через диод Д/ от контура 1 ... 16 17 18 19 20 21 22 ... 25 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||