|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 15 16 17 18 19 20 21 ... 25 времени цепи обратной связи т„ == 40 пс. Емкость коллекторного перехода Ск = 2,5 пФ. Коэффициент усиления по току в схеме с общей базой на низкой частоте/121Б = 0,98. Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе Рктах = ЮО мВт. Максимальное напряжение между коллектором и эмиттером (/кэ max = 15 В. Минимальное напряжение между коллектором и эмиттером (/кэ min= . = 0,2 В. Максимальное прямое t/ggax = 0,6Б В. 2. По входным характеристикам транзистора находим напряжение среза ф = 0,35 В. По выходным характеристикам транзистора определяем Крутизну линии критического режима 5кр = 30 мА/В. 3. Задаемся режимом работы транзистора: напряжение коллектор - эмиттер принимаем Ei = 5 В; ток коллектора /к = 3 мА. 4. Для выбранного режима работы и требуемой частоты генерации рассчитаем параметры, необходимые для энергетического расчета гетеродина. Предельная частота усиления для схемы с ОБ - 1.6/гр = 1.6 700 = 1,1 ГГц. Граничная частота по крутизне проходной характеристики транзистора /г21 /гр - = 700 4г- = 128 МГц, где гр 26 = 48 Ом. Усредненное время движения носителей тока между переходом (время дрейфа) <др = 1/2я/;.2, = 1/6,28 . 1,1 . 10 = 1,45 10-1 с. Низкочастотное значение параметра Yis = ЮО мА/В. Значение параметра \ У<и1 на частоте генерации 210 МГц \Yn\=Y2yjyi-h(flfYnf= 100/VH-(210/128) = 51 мСм. 5. Выбираем критический режим работы гетеродина. Угол отсечки коллекторного тока Ок = 90°. По таблицам А. И. Берга находим коэффициенты постоянной составляющей и первой гармоники импульсного коллекторного тока ао = 0,319, 1 = 0,5. 6. Полная генерируемая мощность согласно (8.1) Рг == 5/cos 59° = 9,75 мВт, Фк = -arctg ( /k2i) = -arctg (210/128) = -59 . 7. Коэффициент использования коллекторного напряжения (8.2) 1=1 - 2- 9,75 10-/(5 30 10- 0,5) = 0,95. 8. Амплитуда переменного напряжения на контуре (8.3) 6/ в ** = 0,95 . 5 = 4,75 В. 9. Амплитуда первой гармоники тока коллектора (8.4) / , = = 2 9,75 10-3/4,75 = 4,1 мА. 10. Модуль эквивалентного сопротивления нагрузки генератора (8.5) Za кр = 4,75/4,1 . 10-3 = ИЗО Ом. 11. Амплитуда импульса тока коллектора (8.6) /ки = 4,1/0,5= = 8,2 мА. 12. Постоянная составляющая тока коллектора (8.7)/к = 8,2 X X 0,319 = 2,6 мА. 13. Мощность, потребляемая от источника питания, (8.8) Р„ = = 2,6 10-3 . 5 = 13 мВт. 14. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора, (8.9) = 13 5 = 8 МВт<Ркп,ах. 15. Угол отсечки тока эмиттера (8.10) 0 = 0к - Фдр = 90° - 10,8° = 79,2°, где Ф„р = со/др = 6,28 210 10 1,45 . lO-i = 0,19(10:В^). По таблицам А. И. Берга находим д = 0,28, а ., = 0,47. 16. Коэффициент усиления транзистора по току на частоте генерации (8.11) /1.16 = 0,98 1 -f (210 /1100)2 = 0,96. 17. Амплитуда первой гармоники тока эмиттера (8.12) = 4,1/0,96 = 4,3 мА. 18. Амплитуда импульса тока эмиттера (8.13) /эи = 4,3/0,47 = = 9,2 мА. 19. Амплитуда напряжения возбуждения на базе на частоте генерации (8.14) 9,210-3 /.1 = = 0,225 В. -cos 79,2°) 51-10-3 20. Коэфф-ициент обратной связи (8.17) Ксъ = 0,225/4,75 = 0,05. 21. Напряжение смещения, обеспечивающее угол отсечки тока эмиттера, (8.15) Е^ = 0,35 -f 0,225 0,2 = 0,395 В. 22. Проверяем по (8.16), может ли быть обеспечен импульс эмиттерного-тока (9.2 мА) при (/бэтах = 0,395 + 0,225 = 0,62 В< < и бэ тах и к min = 5 - 4,75 = 0,25 В>(/кэт1п- Проверяем по характеристикам транзистора. Из них следует, что транзистор ГТ313Б может обеспечить такой импульс эмиттерного тока. Расчет колебательной системы автогенератора Исходными данными для расчета элементов схемы автогенератора являются: частота автоколебаний / (или диапазон частот), коэффициент обратной связи /<св. модуль эквивалентного сопротивления контура ZgKp и его фазовый угол ф„, добротность ненагруженного контура Qo, напряжение на нагрузке On и ее параметры (обычно проводимость gfi и емкость Сн). Для расчета будем использовать эквивалентные схемы колебательных контуров с учетом входных и выходных параметров транзисторов и параметров нагрузки (рис. 8.3). Для определенности будем полагать, чт напряжения даны в действующих значениях, тогда Ui = Ui(J\/2 и - UjY- Для всех трех схем справедливы соотношения: = UJU;, ftK = и J и а, fn = UJUq, где Шд, т„, т„-коэффициенты включения контура в цепи базы, коллектора и нагрузки соответственно. Коэффициент обратной связи определяется как /Сев = UJUi ~ = т^/Шк, а коэффициент передачи напряжения в нагрузку равен  Рис. 8.3. Эквивалентные схемы контуров гетеродинов с автотрансформаторной (а), трансформаторной (б) и емкостной обратной связью (s). Из энергетического расчета известны /Ссв. 2. р и срк- При этом эквивалентная проводимость контура между точками эмиттер- коллектор, необходимая для обеспечения критического режима, определяется выражением (8.18) ёэ кр = COS фк/2.а f Величины Ксв и ga кр позволяют однозначно определить все коэффициенты включения и, следовательно, полностью рассчитать элементы схемы. Действительно, для любой из рассматриваемых схем (рнс. 8.3), эквивалентную проводимость контура без учета выходной проводимости транзистора gi можно записать в виде = g + egu + + mlga, где go - собственная эквивалентная проводимость контура. Проводимость gn, приведенная к точкам эмиттер - ц^оллектор, должна быть равной gg р, т. е. кр = gjml = gjml + Kl.gn + Klgn, (8.19) откуда ml = gjig, р - KLgn ~ {8.20) После этого определяют: Шд = К^Шю н = Кпк- В выражение для т„ (8.20) входит собственная эквивалентная проводимость контура, определяемая выражением go = wC/Q , (8.21) где С - полная емкость контура, которой обычно задаются в начале расчета; Qo - добротность ненагруженного контура; со - угловая частота автоколебаний, причем при малых расстройках в данном случае можно полагать со соо. Для схем на рис. 8.3, а, б полную емкость контура находим как С = Сь + mlCn + tnlC + tnlCa -f C , (8.22) где Co - собственная емкость контура; Сц, С^г - входная и выходная емкости транзистора, определяемые мнимыми частями К-пара-метров на частоте /; - емкость нагрузки; С„- емкость монтажа. Для дальнейших расчетов необходимо знать эквивалентную добротность контура с учетом вносимых потерь, т. е. Qb = Qogo/ga, (8.23) где gg = gK + tnlgi - полная эквивалентная проводимость на зажимах контура После этого определяют собственную частоту контура оу полную индуктивность L и остальные элементы схемы. В качестве примера приведем порядок расчета элементов колебательной системы некоторых схем гетеродинов. Элементы гетеродина с автотрансформаторной обратной связью (рис. 8.3, а) рассчитывают так. Задаются полной емкостью контура согласно (8.22), в которой Шд = LJL;. т„ = {L + 1з)/1\ = Lg/L; L = Li + L,-f La + L.. (8.24) Емкость С обычно составляет 10-500 пФ. Определяют собственную эквивалентную проводимость контура по (8.21). При малых расстройках контура можно принять ю соо- Добротность ненагруженного контура Qo = 80...200. Эквивалентную проводимость контура между точками эмиттер - коллектор, необходимую для обеспечения критического режима, находят согласно (8.19). Коэффициент включения контура в цепь коллектора tnl = go/(gB кр - Klbgn - Klgn), где g - проводимость нагрузки. Коэффициент включения контура в цепь базы Коэффициент включения контура в цепь нагрузки (8.25) (8.26) (8.27) Собственную емкость контура находят из (8.22): Со = С - т|Сц - т'Х22 - тнС„ - С„. (8.28) Если значение емкости Со окажется нереальным - отрицательным или слишком малым, следует применить контур с более высокой добротностью Q(, и повторить расчет. Полная эквивалентная проводимость на зажимах контура составляет gs = go + + mlg -h mlga. \ (8.29) Для определения эквивалентной добротности контура Qg используют выражение (8.23). Собственная частота контура / =7/(14-3/2(3,), (8.30) где а = -tg ф„ 20(?з (/ - /о) - обобщенная расстройка- контура. . Теперь рассчитывают полную индуктивность контура L= I/ft) С, (8.31) индуктивность катушки обратной связи Ц = т L. (8.32) индуктивность катушки,- включенной меЖду точками эмиттера коллектор L = Lj + Ls = m L (8.33) и индуктивность катушки связп с внешней нагрузкой (8.34) Расчет схемы гетеродина с трансформаторной обратной связью (см. рис. 8.1, а, 8.3, б) аналогичен приведенному. Выражения для коэ(}1фиииентов включения, коэффициента обратной связи и коэффициента передачи в этом случае имеют вид: (8.35) где L~bi + Ц + L; М - взаимоиндуктивность катушек L Индуктивность катушки обратной связи (8.36) где k - конструктивный коэффициент связи (обычно /=0,02..0,1). При расчете элементов схемы гетеродина с емкостной обратной связью (см. рис. 8.1, в, 8.3, в) также вначале целесообразно задаваться емкостью контура (обычно 10 - 200 пФ). В этом случае расчет аналогичен расчету элементов схемы с авюгрансформаторной обратной связью. Из рис. 8.3, в следует, что 1/С = 1/С; + 1/С^-f I/C4, (8.37) где с; = Cl + Cl,; с; = с^ + Ср; с; = с^ + с;сз/(с; + Сз). Выражения для коэффициентовт, т„, /Ин, /Сев. /Сн в этом случае приобретают вид: Шб = C/Cjr /п„ === С/с;; Шн == С/с;; (8.3 /:св = с;/с;; а: = с^с; + Сз). Из этих соотношений можно определить все емкости контура: с; = С/Ше; Cl = с; - С„; С; = С/т„; с; = (С; - С22)/К„; Са = с; - с„; Сз == .с;/с„/(1 - /Сн); с^ = 1У(1/с-1/с; - 1/с;). (8.39) После этого по формулам (8.29), (8.23), (8.30) и (8.31) находят gay Qb< /о И L соответственно. 8.3. ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ ДЕЦИМЕТРОВЫХ ВОЛН В дециметровом диапазоне колебательными системами чаще всего служат коаксиальные, полосковые и объемные резонаторы. Гетеродины дециметрового диапазона обычно выполняют по схеме с общей базой (рис. 8.4). Частота генерируемых колебаний такого гетеродина в основном опреде тяется коллекторным контуром, изменяя параметры которого, регулируют частоту гетеродина. Сопротивление контура в цепи база - эмиттер определяет амплитуду и фазу напряжения на базе, т. е. определяет коэффициент обратной связи. Настройкой этого контура можно изменять режим генератора и его полезную мощность. Обратная связь через емкость коллектор -эмиттер транзистора в ряде случаев бывает недостаточной для самовозбуждения гетеродина. Увеличить связь между контурами можно, включив дополнительный конденсатор Ср между коллектором и эмиттером. Рассмотрим схему гетеродина с емкостной обратной связью (рис. 8.5). Его контур выполнен в виде полуволнового отрезка несимметричной полосковой линии /, смонтированной в камере и включенной в коллекторную цепь транзистора и конденсаторов С1-С5. Гетеродин настраивается с помощью конденсатора переменной емкости СЗ. Коллектор транзистора находится под нулевым потенциалом. Эмиттер подключен к источнику питания через резистор R1; напряжение к базе транзистора подается через делитель R2, R3. Пунктирной линией выделена цепь автоматической подстройки частоты гетеродина. Контур в цепи база - эмиттер образован дрос-  Рис. 8.4. Упрощенная схема гетеродина с ОБ. - селем Др1 и емкостью база- эмиттер транзистора. Конденсатор С6 - разделительный. В первом приближении можно полагать, что частота генерации совпадает с собственной частотой коллекторного контура. Порядок расчета параметров полуволнового резонатора с конденсатором настройки на разомкнутом конце изложен в гл. 3. Дрг rv-v-\ С к нащзке -< С! у Apt, per C3-- Арг к нагрузке о*Сп Рис. 85. Схема гетеродина с емкостной обратной связью и контуро.ч в виде полуволнового отрезка линии. Рис. 8 6. Схема гетеродина с использованием четвертьволновой линии. В схеме гетеродина с емкостной обратной связью можно использовать четвертьволновую КЗ линию (рис. 8.6). Контур такого гетеродина состоит из линии / и конденсаторов С/, С2. Гетеродин на-
I------1 л Рнс. 8.7. Схемы умножения частоты на диодах: а - параллельная; б - последовательная. страивают конденсатором переменной емкости С2. Применение четвертьволновых резонаторов позволяет сократить размеры блока. Длину / короткозамкнутого отрезка линии рассчитывают по формуле (3.35), а диапазон перекрытия конденсатора настройки - по формуле (3.36). В дециметровом диапазоне в качестве гетеродина используют также автогенераторы с кварцевой стабилизацией частоты с последующим умножением частоты. Умножители частоты могут быть выполнены на транзисторах. Расчет транзисторных умножит&,1ей час* тоты подобен расчету ламповых при определенных углах отсечки: для удвоителей 0 = 60°, для утроителей 9 = 40°. Однако с повышением частоты колебаний начинают сильнее проявляться инерционные свойства транзисторов и эффективность умног-кнтелен падает, В последнее время для умножения частоты широко используют полупроводниковые диоды (варакторы), емкость которых не/пшейно зависит от обратного напряжения. Поэтому варакторные умножители называют также емкостными. Поскольку емкость является нелинейной функцией напряжения, ток будет содержать большое число гармоник, которые могут быть выделены фильтрами. Умножители частоты на диодах могут быть собраны по параллельной (рис. 8.7, а) и последовательной (рис. 8.7, б) схемам. Фильтры Ф1 и Ф2 в этих схемах служат для разделения 1-й и п-й гармоник. В параллельной схеме (рис. 8.7, а) фильтры Ф1 и Ф2 должны иметь большое сопротивление для всех частот, кроме основной со и частоты л-й  к нагрузке Р с, 8,8, Структурная схема гетеродина с умножением частоты.  Рис, 8,9, Схема гетеродина с умножением частоты. гармоники. В последовательной схеме (рис. 8.7, б) фильтры должны иметь малое сопротивление для всех частот, кроме coi и ntOi. На рис. 8.8 приведена структурная схема гетеродина с умножением частоты. Задающий генератор, стабилизированный кварцем, работает на частоте Д. Далее следуют два удвоителя частоты на транзисторах и умножитель на варакторном диоде, на выходе которого Выделяется 3-я гармоника. Связь коаксиального резонатора с диодом и нагрузкой индуктивная, с помощью петель связи. Резонатор Подстраивают конденсатором переменной емкости. Приведем схему гетеродина с умножением частоты, в которой rt/j = 0,5 ГГц (рис. 8.9). Схема умножителя последовательная. Фильтры Ф/ и Ф2 настроены на частоты и п/. Фильтр Ф2 представ- ляет собой резонатор коаксиального типа, настраиваемый на частоту nfi. Исходное смещение на диоде Д устанавливают переменным резистором R3. Связь фильтра Ф2 с диодом Д и нагрузкой индуктивная. Частота транзисторного генератора стабилизирована кварцевым резонатором, включенным в цепь обратной связи. Автогенератор работает на 5-й гармонике кварцевого резонатора. Небольшая подстройка частоты генератора может быть осуществлена изменением емкости С4. Напряжение частоты через конденсатор СЗ п ступает на фильтр Ф1.  -20 -28
 тГд^ода; * °ерь при умножении частоты от добротно толом (V/2) - -переходом (v=T/3); б - для диодов . с резким р-J Потери мощности при умножении частоты зависят от доброт-ности диода (Зд (рис. 8.10). Добротность диода определяется пар метрами диода и частотой подводимых колебаний, т. е. (?д = 1/а)С„ердГпоо д, (8-40) где w - частота подводимого к диоду колебания; СперД - величина постоянной составляющей емкости в исходной рабочей точке; по; д - сопротивление потерь диода. Параметр а на рис. 8.10 представляет собой отношение амплитуды переменного напряжения, подводимого к диоду, U к величине напряжения постоянного смещения (а = UlUg). Исходное напряжение смещения, подаваемое на диод, и амплитуду переменного напряжения, подводимого к нему, устанавливают таким образом, 352  чтобы полностью реализовать возможности диода. Напряжение смещения обычно устанавливают равным to 0.5(/норм обр д (здесь б^норм обр д - нормируемое постоянное обратное напряжение диода). Амплитуду переменного напряжения входного сигнала и выбирают приблизительно равной (У . Подводимая к диоду реактивная мощность равна Рех = 0.562(оСперД. (8.41) Для эффективного генерирования гармоник добротности диодов должны быть высокими. Для этого следует выбирать диоды с малой постоянной времени тд = Спер д^пос д- Для многократного умножения исходной частоты генератора лучше включать несколько каскадов умножения. В некоторых случаях между цепочками умножителей следует вводить усилители напряжения для реализации величины а = 0,8...0,95 в каждом каскаде. Пример 8.2. Рассчитать умножитель частоты. Исходные данные: частота входного сигнала Д. Нужно получить 12-ю гармонику (п - 12). Расчет Для умножения частоты выбираем диод с резким р - -переходом (у = 1/2). Добротность диода на основной частоте Qjn - 100. Для всех каскадов умножителя принимаем а = 0,9. Таблица 8.1
По графикам рис. 8.10 находим величину потерь мощности при умножении частоты для различных комбинаций коэффициентов умножения и подсчитываем суммарные потери умножителя (табл. 8.1). Из расчетов следует, что потери будут минимальными, если частоту сигнала умножить на 4, а затем на 3, т. е. такой вариант умножения на 12 оказывается предпочтительным. 8.4. ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ САНТИМЕТРОВЫХ И МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН Основные характеристики Гетеродины сантиметровых и миллиметровых волн во многих применениях должны обеспечивать генерацию не на одной определенной, фиксированной частоте, а в некоторой полосе рабочих частот. При этом часто требуется, чтобы перестройка частоты во всей рабочей полосе или ее части осуществлялась не механическим путем, а электрическим, безынерционно. Это относится, в частности, к приемникам некогерентных РЛС, где система АПЧ следит за всеми изменениями частоты передатчика и управляет частотой гетеродина, к приемникам систем радиопротиводействия и др. К параметрам, определяющим основные свойства гетеродинов, относятся: - рабочий диапазон частот (диапазон перестройки частоты) от /г шШ ДО /г шах ИЛИ его всличинз Д/дг = /р - В Процентах относительно средней частоты в виде A/ r ro- Этот диапазон частот должен соответствовать заданному диапазону частот сигнала /с mia---fo max, отличаясь ОТ него нз величину промежуточной частоты; - выходная мощность в диапазоне частот Д/дг, которая должна быть не меньще суммарной мощности Pz, необходимой для питания всех СВЧ смесителей приемника; - диапазон быстрой электрической перестройки частоты A/g, который может быть равен или меньше рабочего диапазона А/др,- - крутизна электрической перестройки частоты = Д ДУ [МГц/В], где А(/- изменение управляющего напряжения; - нестабильность частоты и мощности при воздействии дестабилизирующих факторов: изменений температуры окружающей среды /окр. питающих напряжений и др. Сюда относится, например, температурный коэффициент частоты ТКЧ = Д Д/оир [МГи/°С]; - уровень шума на различных частотах по обе стороны от частоты несущего колебания /р, т. е. уровень генерируемого шума при различных промежуточных частотах. Шум гетеродина обусловлен флюктуациями его частоты и мощности и сопровождает основное гармоническое колебание /г в виде сплошного спектра, располагающегося по обе стороны от /г, подобно изображенному на рис. 7.20. Этот шум можно представить в виде совокупности двух спектров: спектра амплитудного шума, обусловленного амплитудной модуляцией колебаний (флюктуациями амплитуды), и спектра частотного шума, обусловленного частотной модуляцией колебаний (флюктуациями частоты). Количественные характеристики амплитудного шума уже рассматривались в § 7.6 (см. формулу (7.33)). Относительная спектральная плотность мощности амплитудного шума [дБ/Гц] равна = 10 Ig (Рша/Рг вых) = Ю Ig - 174, где Рш а - суммарная спектральная плотность мощности (в полосе 1 Гц) двух симметричных боковых составляющих спектра флюктуирующих по амплитуде автоколебаний гетеродина; - удельное шумовое отношение гетеродина (см. § 7.6), причем боковые составляющие и рассматривают на частоте модуляции, равной частоте сдвига /сдв относительно частоты несущей Спектр частотного шума обычно характеризуют зависимостью спектральной плотности среднего квадрата флюктуации частоты ДД, от модулирующей 354 частоты, равной частоте сдвига /сдв относительно частоты /р. Очевидно, что /сдв = /п- Здесь под Д/?и [ГцГц] понимается среднеквадратичное отклонение частоты колебаний гетеродина от номинального значения /г на данной частоте модуляции /сдв в единичной полосе модулирующих частот Д/сдв = 1 Гц. Нередко уровень частотного шума, подобно амплитудному, характеризуют относительной величиной [дБ/Гц]: 10 !g (Р^/Р, ,ь,х). где Рщу - суммарная спектральная плотность мощности (в полосе 1 Гц) двух симметричных боковых составляющих спектра флюктуирующих по частоте автоколебаний гетеродина, причем боковые отстоят от частоты /г на частоту модуляции / = /сдв- Связь между величинами Ц\, н определяется соотношением = 10 Ig (Р„/Р, J = 10 Ig (Д7/2/сд ). Частотный шум не подавляется балансным смесителем и в приемниках с когерентным детектированием сигнала преобразуется в амплитудный, ухудшая чувствительность. Величина Д/ш зависит от типа гетеродина, длины волны колебаний и промежуточной частоты /п = /сдв и лежит в пределах от десятых долей единицы до десяти и более тысяч герц в квадрате на герц. Наибольшие значения т„ и т, соответствуют наименьшим частотам/сдв, лежащим в области допплеровского смещения частоты радиосигналов. Разновидности гетеродинов сантиметровых и миллиметровых волн в качестве гетеродинов в этих диапазонах волн используют электровакуумные и полупроводниковые маломощные генераторы СВЧ. К первым относятся главным образом отражательные клистроны и маломощные лампы обратной волны (ЛОВ), ко вторым - маломощные СВЧ генераторы, использующие в качестве активного элемента один или несколько полупроводниковых приборов. Отражательные клистроны и ЛОВ являются электронно-лучевыми автогенераторами, выполненными в виде металлокерамических конструкций с коаксиальным (при длинах волн Х>5 см) или волноводным (при ?t < 5 см) выводом СВЧ энергии, имеющим присоединительный коаксиальный разъем или волноводиый фланец. Полупроводниковый гетеродин состоит из СВЧ колебательной системы (резонатора или системы резонаторов в виде волноводно-коаксиального, полоскового или микрополоскового устройства) Н полупроводникового активного элемента, в качестве которого в большинстве случаев используют полупроводниковый СВЧ днод. Для работы такого гетеродина к нему достаточно подвести постоянное напряжение, не превосходящее нескольких десятков вольт. Полупроводниковые гетеродины отличаются экономичностью пита-12* 355 ния, весьма малыми габаритами и массой, большой долговечностью и наиболее удобны для создания СВЧ ИС. Из всех разновидностей полупроводниковых гетеродинов [5] наибольшее развитие в рассматриваемых диапазонах получили так называемые генераторы на диодах Ганна и на лавинно-пролетных диодах. Отражательные клистроны Основными элементами клистрона являются (рис. 8.11): катод с фокусирующим электродом, формирующие электронный луч; резонатор с узким зазором, содержащим обычно сетки, в котором взаимодействуют электроны луча с СВЧ полем резонатора, и электрод отражателя с отрицательным потенциалом относительно катода, заставляющий электроны луча возвращаться в зазор резонатора.   Рис. 8.11. Отражательный клистрон сантиметрового диапазона волн; 1.;;;н'р-1!°ч' ? ifl f ; - общий вид; / - окно свя.чи; 2 - присоединительный  Частота /г и мощность вых генерируемых клистроном колебаний зависят от напряжения на отражателе U. При некотором напряжении отропт называемом оптимальным, выходная мощность достигает максимальной величины Р^ вых max- При изменении напряжения отражателя в обе стороны от оптимального Рг вых плавно уменьшается до нуля с одновременным изменением частоты генерации /г- Область напряжений (Уотр. которой имеется генерация, называют зоной генерации, а изменение /г прн изменении t/отр - электронной настройкой частоты. Практически для работы используют не всю зону, а только ту ее часть, в пределах которой Рг вых 0,5Рг вых гаах> т. е. изменение Рг вых при этом составляет 3 дБ. Соответствующую этой части зоны полосу электронной настройки частоты (между точками 0-5Рг еых max) назьшзют дизпазоном электронной настройки А/эл- Отражательные клистроны имеют достаточно большой диапазон механической перестройки частоты А/яг го = 3...15% и относитать-366 Таблица 8.2
НО узкий диапазон электронной настройки AfJfro = 0,2...0,5%* В центре зоны генерации клистрона его мощность Рр вых > > 10...100 мВт, а крутизна электронной настройки равна S 5 0,3... 15 МГц/В. Наименьшие значения А/дг го. fanfro вых и наибольшие 5., соответствуют миллиметровым волнам, противоположные значения этих величин - длинноволновой части сантиметрового диапазона. Предельные значения параметров некоторых отражательных клистронов приведены в табл. 8.2 [5]. В настоящее время используют новый тип отражательного клистрона - так называемый минитрон, представляющий собой сверхминиатюрный низковольтный экономичный клистрон, как правило, без механической перестройки частоты, но с расширенным диапазоном электронной настройки (порядка 100 МГц и более на сантиметровых волнах). Напряжения и^ и 11 лежат в пределах от нескольких десятков вольт до величины порядка 100 В. Минитроны пригодны для использования в СВЧ ИС. Клистрон относится к числу наименее шумящих гетеродинов. На сантиметровых волнах шумовые характеристики клистронов в центре зоны генерации следующие. Для амплитудного шума на частотах сдвига (относительно частоты /г) /сдв ~ 100 Гц; 3; 30 кГц и 10... 100 МГц относительная спектральная плотность мощности Ша соответственно равна - (130...140); -(135...160); -(150...170) и (165...175) дБ/Гц. Для частотного шума на частотах /сдв = ЮО Гц, 3 и 30 кГц спектральная плотность среднего квадрата флюктуации частоты соответственно равна Д/ш = 0,3...10, 0,2.,.1,5 и 0,1...0,3 ГцГц. С укорочен!1ем длины волны шум также возрастает, причем особенно значительно на миллиметровых волнах. Например, в 8-миллиметровом диапазоне волн на частотах /дд = 30...60 МГц уровень амплитудного шума клистрона на 10...20 дБ выше, чем в 3-сантиметровом диапазоне волн. Отражательные клистроны обычно требуют для питания резона-Тора и отражателя относительно высоковольтных стабилизирован- ных источников питания, особенно на миллиметровых волнах: по цепи резонатора 250.,.350 В при токе 40...50 мА на сантиметровых волнах и500...2000В притоке 15...25 мА на миллиметровых волнах; по цепи отражателя (электронной настройки частоты) 100...350 В практически без потребления тока. Нестабильность напряжений отр и t/фок должна быть не более 0,1 %. Требования к стабильности напряжений возрастают с укорочением длины волны, поскольку увеличивается влияние изменений напряжений на генерируемую частоту. Лампы обратной волны Маломощные ЛОВ во многих случаях, особенно на милллиметро-вых волнах, являются самыми широкодиапазонными гетеродинами с чисто электрической перестройкой частоты. У ЛОВ рабочий диапазон частот равен диапазону электрической перестройки Afr ==   Рис. 8.12. Схема устройства ЛОВ с магнитной (а) и периодической электростатической (б) фокусировкой: / - фокусирующий электрод: 2 -анод; 3 - замедляющая система; 4 -постоянный маг-ннт; 4 - согласованная нагрузка; 6 - коллектор; 7 - волновоДный вывод энергии. Принцип действия ЛОВ (рис. 8.12) основан на передаче энергии электронного луча электромагнитной волне, возбуждаемой в области нагрузки 5 и распространяющейся вдоль замедляющей системы навстречу движению электронов луча. По способу фокусировки электронного пучка различают ЛОВ с магнитной (ЛОВ-МФ) и электростатической (ЛОВ-ЭФ) фокусировками. Важным преимуществом ЛОВ-ЭФ перед ЛОВ-МФ являются значительно меньшие габариты и масса (рис. 8.13). Масса ЛОВ-ЭФ - 300...600 г, а ЛОВ-МФ - 3...5 кг. Частота/г генерируемых ЛОВ колебаний зависит от напряжения на замедляющей системе, называемого поэтому управляющим (t/ynp). Изменяя это напряжение в широких пределах, получают широкодиапазонную электрическую перестройку частоты. Диапазон электрической перестройки частоты ЛОВ составляет /эл7го = 20...60%. В пределах диапазона перестройки Д/дд наблюдаются значительные перепады генерируемой мощности, дости- гающие величины Р 358 г вых шах/-г вых min = 5. 10 дБ. Минимальная -Таблица 8.3
выходная мощность ЛОВ в диапазоне перестройки Рг вых mm составляет от 5-10 мВт на коротких миллиметровых волнах до десятков и сотен милливатт на сантиметровых. Крутизна электрической перестройки находится в пределах от единиц до десятков мега-  Рис. 8.13, Общий вид ЛОВ сантиметровых волн с магнитной (а) и электростатической (б) фокусировкой. герц на вольт. ЛОВ имеет приблизительно такой же уровень амплитудного шума, как и в отражательных клистронах соответствующего диапазона волн, а уровень частотного шума несколько выше, чем у клистронов. ТКЧ ЛОВ приблизительно равен величине ТКЧ отражательных клистронов того же диапазона волн. Предельные параметры гетеродинных ЛОВ приведены в табл. 8.3. Источники питания ЛОВ подобны источникам питания клистро^ нов. В отличие от последних напряжение управления частотой в ЛОВ является более высоковольтным, чем в клистронах, изменяется в более широких пределах и, что особенно существенно, ток потребления по этой цепи довольно значителен и составляет 20-50 мА. Генераторы на диодах Ганна Генераторы па диодах Ганна (ГДГ) представляют собой новейший тип полупроводниковых генераторов СВЧ, разработка и практическое применение которых находятся еще в стадии развития. Актив- ным элементом ГДГ является диод Ганна (ДГ), работа которого основана на использовании объемного эффекта в полупроводнике, т. е. процессов, происходящих во всем объеме полупроводника, а не в каком-либо его узком слое, В отличие от других типов СВЧ диодов структура ДГ не содержит р - п-перехода и представляет собой тонкую пластинку полупроводника (обычно из GaAs п-типа), на обе поверхности которой нанесены невыпрямляющие металлические контакты. В диодах Ганна энергия постоянного тока непосредственно преобразуется в СВЧ энергию при приложении к ним постоянного напряжения, большего некоторой пороговой величины (Упор г. Известен ряд режимов, в которых могут работать ДГ. Режим работы зависит от параметров схемы, внешней по отношению к диоду, и от электрофизических параметров диода. Физическая сущность этих режимов работы и области их применения описаны в [7,8]. В так называемом режиме устойчивого отрицательного сопротивления и некоторых других режимах работы ДГ на зажимах диода при определенном напряжении питания (/г > (/пор г возникает отрицательное сопротивление, являющееся источником СВЧ колебаний. Исследование импеданса ДГ в таких режимах показывает, что полупроводниковый элемент диода в СВЧ диапазоне представляет собой отрицательное сопротивление - Rr, зашунтированное некоторой эквивалентной сосредоточенной емкостью Ср. В режиме устойчивого отрицательного сопротивления последнее весьма широкополосно, т. е. существует в широком интервале частот, и имеет величину от нескольких десятков до нескольких сотен ом. Емкость Сг составляет десятые доли пикофа рады. ДГ выпускают обычно в герметичных корпусах, подобных изображенному на рис. 4.35 (вариант I), однако они могут быть и бескорпусными. Эквивалентная схема корпусного ДГ имеет такой же вид, как у ряда других СВЧ диодов (например, смесительных), с тем отличием, что содержит отрицательное сопротивление - Ну вместо положительного сопротивления барьера р - п-перехода. В генераторах на диодах Ганна коаксиально-волноводной конструкции используют как механическую (рис. 8.14), так и электрическую перестройку частоты, в полосковых и микрополосковых - только электрическую. Наиболее распространенным методом такой перестройки является включение варактора в колебательную систему генератора. При эюм габариты генератора увеличиваются незначительно, а управление частотой, как и в отражательных клистронах, происходит практически без потребления мощности. Варактор представляет собой диод с нелинейной емкостью, подобный параметрическому (см. § 5.4, рис. 5.26), но первый обычно имеет большее напряжение пробоя (до нескольких десятков вольт) и выдерживает ббльшую СВЧ мощность. Конструкции и эквивалентные схемы этих диодов аналогичны. Параметрические диоды тоже нередко используют в качестве варакторов для электрической перестройки ГДГ. Варактор включают в состав генератора как регулируемую емкость, величина которой изменяется при изменении обычно отрицательного смещения (Уцв на нем. Таким образом изменяют резонансную частоту колебательной системы и осуществляют электрическую перестройку частоты генератора. Достоинством такого метода перестройки является практически полное отсутствие потребления тока по цепи управления частотой. В схему генератора варактор можно включить параллельно или последовательно с ДГ (рис. 8.15). Колебательная система ГДГ включает в себя все реактивные элементы ДГ (Lnoc г, Сг, С„онг) и  Рис. 8.14. Пример волноводно-коаксиальной конструкции полупроводникового генератора сантиметрового диапазона воли на ДГ или ЛПД: а - продольное сечение; б - общий вид; / - волноводный вывод СВЧ энергии с согласующим ступенчатым переходом; 2 -окно связи резонатора с волноводом (нагрузкоВ): 3 -винт регулировки связи с нагрузкой; 4 -диод; 5 - винт механической перестройки частоты генерации; 6 - коаксиальный резонатор; 7 - коаксиальный четвертьволновый СВЧ дроссель; 8 - вывод диода для подачи напряжения питания и . варактора (LnocB, Спер в), а также настроечно-согласующую секцию, состоящую из отрезка / выходной линии и разомкнутого параллельного шлейфа длиной 1. Цепи СВЧ от цепей постоянного тока развязывают режекторные фильтры РФ. Метод исходной настройки генератора на средней частоте /го и при соответствующем ей некотором среднем напряжении на варак-торе (Уовср основан на следующем. В режиме установившихся колебаний генератора его выходное сопротивление в точках а - а должно быть активным, отрицательным и равным по модулю сопротивлению нагрузки /?н = - Отсюда становится очевидным, что настраивать и согласовывать ГДГ нужно так же, как и смесительную секцию (рис. 7.15, а), описанную в § 7.6. Расстояние / от варактора до шлейфа нужно выбрать таким, при котором модуль активной состав- ляющей выходной проводимости ГДГ равен волновой проводимости линии 1/W, Реактивная же составляющая выходной проводимости ГДГ должна быть скомпенсирована равной ей по величине и обратной по знаку проводимостью шлейфа, откуда и определяется длина шлейфа /щд. Длины отрезков линии / и /шл обычно определяют экспериментально, поскольку основные параметры эквивалентной схемы используемого ДГ (/?г, Сг,/ посг), как правило, неизвестны: в паспортные параметры промышленно выпускаемых ДГ они не входят. согласующая I Настроечно- X J огр гООк РФ о-Й!-о { Lnoci rpgcS  ном г Т . j Bapamop Диод Ганна Рис. 8.15. Пример построения эквивалентной схемы генератора на диоде Ганна с последовательным включением варактора для перестройки частоты. Стабилизирующая цепочка R, С^. в цепи питания ДГ (рис. 8.15) служит для предотвращения низкочастотных колебаний в цепи источника питания. Резистор /?огр ограничивает ток в цепи варактора до пренебрежимо малой величины. При отрицательном смещении (7оЕ этот ток обусловлен детектированием СВЧ мощности, генерируемой в ГДГ и частично рассеиваемой в варакторе. Разделительный СВЧ конденсатор Сраз (см. § 3.4) изолирует цепи питания варактора по постоянному току от внешней СВЧ цепи ГДГ. Пример конструкции микрополосковой платы ГДГ, выполненного по схеме рис. 8.15, приведен на рис. 8.16. Важным требованием при конструировании ГДГ является обеспечение эффективного теплоотвода от тепловыделяющего вывода диода Ганна (катода). В противном случае подводимая к диоду и рассеиваемая в нем г>ющ-ность постоянного тока = 2...10 Вт ((7 омГ 6...12 В, /р i = = 0,15...1,2А) может привести к недопустимому перегреву или даже выгоранию весьма малого объема полупроводниковой структуры ДГ. В качестве теплоотводящих материалов обычно используют медь или алюминий, при этом стремятся к тому, чтобы поверхность теплоотвода, в качестве которой нередко используют корпус ГДГ, имела достаточное число пазов и ребер. 362 Диапазон электрической перестройки частоты ГДГ, обусловленный изменением емкости варактора ACp в = пер в тах- ~ Сдер в min при изменении напряжения на нем 0, зависит от относительной величины этого изменения емкости: Y ~ (пер в max С'ц^р j т1п)1{Сцеа в max ~Ь дер в ш In) (8.42) И от степени связи емкости Спрв с колебательным контуром генератора. Эту степень связи можно характеризовать величиной СВЧ А-А  Рис. 8.16, Пример топологической схе.мы и конструкции платы микрополоскового ГДГ с варакторной перестройкой частоты: / - проводящая заземленная поверхность; 2-подложка; 3 - микрополосковые проводники; 4 - диод Ганна в герметичном корпусе; 5 - бескорпусный варактор типа, показанного на рис. 5.24; 6 - СВЧ конденсатор; 7 - медный теплоотвод (припаян к поверх-кости /), в который впаивается тепловыделяющий штырь ДГ; S - пленочный резистор; 9 -пленочная перемычка на корпус по торцу подложки; /О - развязывающий СВЧ ре-жекторный фильтр, состоящий из высокоомных и разомкнутых низкоомных Л/4-отрезков МПЛ (см. рнс. 5,32). мощности Рв, рассеиваемой в сопротивлении г^ варактора за счет общей мощности Рг, генерируемой диодом Ганна. Таким образом, выходная мощность ГДГ равна Ргвых = Рг - Рв- Зависимость диапазона перестройки от указанных факторов имеет MJho = Y/(l + q), q=P. вых QjPbQb, вид имеет (8.43) 7эл/гО г'* Т V; - г вых -ни - п, где Р.Рт- Рг вых; Qb = l/rZ-nocBCop в Добротность ва- рактор!; Q o - нагружённая добротность контура генератора без учета варактора. 1 ... 15 16 17 18 19 20 21 ... 25 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||