Главная » Книги и журналы

1 ... 13 14 15 16 17 18 19 ... 25

5. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М.. Госвнер-

гоиздат, 1957.

6. Фалькович С. е.. Музыка 3. Н. Чувствительность радиоприемных устройств с транзисторными усилителями. М., Энергия , 1970.

7. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. М., Сов. радио , 1974.

8. Музыка 3. Н., Пустоваров В. Е., Синицкий В. Г. Расчет высокочастотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. М., Энергия , 1975.

9. Босый К,. Д. Электрические фильтры. Киев, Гостехиздат УССР, i960.

10. Калихман С. Г.. Левин Я. М. Основы теории и расчета радиовещательных приемников на полупроводниковых приборах. М.. . Связь , 1969..

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

В приемниках километровых (длинных), гектометровых (средних), декаметровых (коротких) и метровых волн рационально использовать транзисторные преобразователи частоты. В приемниках дециметровых волн можно применять преобразователи с транзисторными и диодными (резистивными, туннельными и параметрическими) смесителями. Приемники сантиметровых п миллиметровых волн и.меют преобразователи с диодными смесителями.

В преобразователях, как правило, понижается частота, т. е. ;eтoтa сигналов на выходе преобразователя/□ ниже частоты сигна--.38 на его входе /(,.

Преобразователь частоты состоит из смесителя, к которому подводится принимаемый сигнал, и гетеродина, напряжение которого периодически изменяет параметры смесителя. На выходе смесителя выделяется сигнал преобразованной частотыВ преобразователях с внешним гетеродином функции последнего выполняет отдельный электронный прибор. В преобразователях с внутренним гетеродином для смесителя и гетеродина используется общий электронный прн'бор.

При простом преобразовании частоты fa ~ ft-fc или /□ = = /с-/,. В диапазонных приемниках fa = I, - fc при этом коэффициент перестройки гетеродина

При комбинационном преобразовании, применяемом реже, / = , = /г - /с или fa = /с - /,-. Оно позволяет снизить частоту /г^ и увеличить ее стабильность. :

Характеристики преобразователей частоты следующие;

- коэс}зфициент передачи напряжения - OJUc или мощности Крпч == PJPa, где а Рс - напряжение и мощность снг-30*

нала на входе преобразователя, U н Р„ - напряжение и мощность на выходе преобразователя;

- входная и выходная Свых проводимости на частоте сигнала и преобразованной частоте соответственно;

- коэффициент шума Мач',

- коэффициент нелинейных искажений k;

- ослабление дополнительных каналов приема, для которых / = яг/г - nfc или /п = п/е - /п/г, гдб ш К п - целыс числа;

- интенсивность комбинационных свистов.

7.2. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Рассмотрим проектирование транзисторных преобразователей частоты с внешним гетеродином при простом преобразовании (рис. 7.1). В таком преобразователе сигнал от входной цепи или последнего каскада УРЧ поступает к базе биполярного транзистора смесителя, включенного по схеме с ОЭ. При таком включении входная проводимость смесителя для напряжения сигнала получается меньшей, чем в схеме с ОБ.

Рис. 7.1. Схема преобразователя частоты с внешним гетеродином на биполярном транзисторе.

Напряжение гетеродина поступает в цепь эмиттера смесителя и по отношению к гетеродину смеситель оказывается включенным по схеме с ОБ, так как цепь сигнала представляет собой короткое замыкание для колебаний гетеродина. Подача сигнала и гетеродина на различные электроды ослабляет связь между их цепями и повышает стабильность частоты гетеродина, хотя при этом увеличиваются входная проводимость смесителя и потребление мощности гетеродина.

В цепь коллектора смесителя включают фильтры, подобные фильтрам УПЧ (в данпий-схеме резонансный контур, настроенный на промежуточную частоту). С помощью резисторов R1 и R2 подается напряжение отрицательного смещения на базу транзистора Т. Цепь R4, С2 служит для стабилизации режима работы транзистора при изменении температуры окружающей среды. Резистор R3 используется для подачи напряжения гетеродина в цепь эмиттера. Конденсатор СЗ не пропускает постоянную, составляющую тока эмиттера в цепь гeтepoд^нa. Поскольку смесители должны иметь высокие

ypq малый N, для них берут те же транзисторы, что и для

Усиление и резонансную характеристику преобразователя частоты с транзисторным смесителем можно определить как каскада УПЧ с параметрами усилительного прибора:

02204 = (0,6...0,7)F2

С^шч = (0,4...0,7)F,i

где I Y221, I К211 - параметры транзистора на частотах /□ и /с соот] ветственно при токе коллектора, равном току смесителя в режиме преобразования.

В преобразователе (особенно на высоких частотах) происходит обратное преобразование и на входе появляются токи частоты /<,. Однако в первом приближении этим можно пренебречь и полагать

Гетеродин

Рис. 7.2. Схема преобразователя ча- Рис. 7.3. Схема преобразователя ча- стоты с внутренним гетеродином на стоты на полевом транзисторе биполярном транзисторе. с внешним гетеродином.

Сппч = (0,7...0,8) [Уц!; В^п, = Вц, где Уц -параметры тран-j зистора на /с.

Исходный режим и цепи термостабилизации смесителя рассчи- тывают, как и для каскада УРЧ, Чтобы ослабить побочные каналь приема и свисты, смеситель должен работать без отсечки коллектор-! ного тока, т. е. при /к I мА, U, 100- 200 мВ и Ц^Ъ-Щ 10 мВ. Коэффициент шума преобразователя в 1,5-3 раза больше, чем усилителя при одинаковом режиме питания транзистора. ,: .Проектирование внешрих гетеродинов преобразователей частоты будет рассмотрено в гл. 8.

Транзисторные преобразователи частоты с внутренним гетеро-1 дином (рис. 7.2) применяют для уменьшения числа ТранзистЬроЕ и потребления электропитания. Они имеют худшие характеристики, чем преобразователи с внешним гетеродином, поскольку нельзя] одновременно обеспечить оптимальные режимы смесителя и гетеродина на одном транзисторе.

7.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

В преобразователе частоты на полевом транзисторе с внешним гетеродином (рис. 7,3) напряжения сигнала и гетеродина вводятся между затвором и истоком. 306

Пользуясь характеристиками полевого транзистора с каналом fi-типа (рис. 7.4), выбираем напряжение смещения равным половине значения напряжения отсечки /зиотс/2. Сумма амплитуд сигнала й гетеродина не должна превышать напряжения смещения.

Полагаем, что для идеализированного транзистора крутизна при (/зи =0 равна 5нач, а при [/зи = /зиотс/2 составляет 5нач/2. бависимость тока стока /с (t/зи) имеет вид

/с = 0,55 ач/зИото (1 + 6/зи зИотс),

где (/зи напряжение между затвором и истоком.

(7.1)

/ / I и/ 1

Узитк -

-у- IM отс jHjHBmci 3HoiTW 8

Рис. 7.4. Проходная (а) я выходная {б) ха>актеристики полевого транзистора.

При подаче на вход смесителя напряжений сигнала Мс = = t/e COS (nt и гетеродина = t/p cos М получаем амплитуду тока частоты соп = г - ©о

/а = 0,55 а,/сС УзИото (7.2)

и крутизну преобразования

5 ч = WLfc =0.55 1/г/Узиотс. (7.3)

При малом напряжении 11 я Up = Vmmel

Sn, = 0.25S . (7.4)

Напряжение между стоком и истоком не должно быть меньше суммы напряжения отсечки и мгновенного напряжения между затвором и истоком. При совпадении фаз напряжений сигнала, гетеродина и промежуточной частоты и мгновенном напряжении между затвором и истоком, равном нулю, мгновенное напряжение между стоком и истоком должно быть больше напряжения истока отсечки:

WCH min г> Изп отс.

Максимум напряжения промежуточной частоты между стоком и истоком t/n max < - Ubnoxc, где UcH - напр яжение пита-

ния цепи сток - исток, причем UcH < t/сИтах (t/ситах- МЗКСИ-

мально допустимое напряжение сток - исток).

При I Uc шах I = 0,5/зи отс = Up коэффицисит усиления преобразователя частоты

= UumaJUcma-a ~ SuZa -. 0,5ZuS ч^г^изи отс ~ = 0,5Z S a,[0,5t/3HoTc - t/cax]/t3Ho,c = 0,25Zn5ea,{l

- 2t/c max зиотс) = (Uoi - t/3HoTc)/t/c max)- (7.5)

Из (7.5) находим сопротивление нагрузки преобразователя

2п = 4 ([/си- f/3MoTc)/t/cmax5 a, (1 - 2t/c max/i/зи отс). (7.6)

При Uc max = 0,25[/зиотс получаем

/Спч == 4 (6/си - /зИотс)/6/зИотс. (7.7)

При (Ус > Uc max. Т. 6. при заходс В облзсть положительных смещений, появляются искажения и напряжения комбинационных частот. Появляется ток затвора и растет входная проводимость, которая уменьшает избирательность входного контура и стабильность гетеродина. Коэффициент шума определяют аналогично козф-фиц!5енту шума преобразователя с биполярными транзисторами,

74. ПРЕ0БРА.30ВА1ЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ИНТЕГРАЛЬНОЙ МИКРОСХЕМЕ

Такие преобразователи могут быть однотранзисторными, но чаще используют двухтранзисторпые каскады с эмиттерной связью и трехтранзисторныедифференциальные каскады.

Рассмотрим типичную интегральною микросхему - дифференциальный каскад с транзистором в общей эмиттерной пепи, испол1-

, , I I-CZ3-

Рис. 7.5. Схема преобразователя частоты на ИС К2УС282. 8W

ауемую в качестве преобразователя частоты с внутренним гетеродином (рис. 7.5). Сигнал подается между базами интегральной пары fl-T2 и снимается с нагрузки, включенной между коллекторами. Гетеродин собран на транзисторе ТЗ. Транзисторы Т] и Т2, коллекторные цепи которых являются нагрузкой гетеродина, возбуждаются сигналом в противофазе, а гетеродином - в фазе. При условии симметрии схемы напряжение гетеродина в выходной обмотке трансформатора ПЧ отсутствует. При этом же условии в цепи средней точки отсутствуют токи сигнала и промежуточной частоты, что устраняет возможность затягивания и срыва колебаний гетеродина. Глубокая отрицательная обратная связь, создаваемая транзистором ТЗ в цепях базы дифференциального каскада, практически устраняет напряжение гетеродина на базах, улучшая линейность смесителя и уменьшая паразитное излучение гетеродина.

Помехоустойчивость рассмотренного преобразователя лучше, чем у однотранзисторного преобразователя с внутренним гетеродином. Улучшение обусловлено балансными свойствами дифференциального смесителя и отрицательной обратной связью по синфазным составляющим. Недостатком схемы является наличие трансформатора со средней точкой, в которой сложно обеспечить симметрию, однако при печатном монтаже может быть получена необходимая симметрия.

7.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ ДЕЦИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА.

Преобразователи на транзисторах

В преобразователе частоты с внешним гетеродином, схема которого приведена на рис. 7.6, напряжение сигнала через Lcb и напряжение гетеродина через конденсатор СЗ вводятся в эмиттерную цепь транзистора Т. Нагрузкой преобразователя является конт)р L , Ск, R4, настроенный на частоту / . В коллекторную цепь включен

QOm гетеродина R6

7-7t

и

яг

-R1

- -£п 6

Рис. 76. Схема преобразователя частоты дециметрового диапазона на транзисторе с внешним гетеродином.

		Т

др R3

Рис. 7.7. Схема преобразователя частоты дециметрового диапазона на транзисторе с внутренним гетероди-

фильтр нижних частот R6, для лучшей фильтрации напряжения частоты /г. Резисторы R1, R2, R3 обеспечивают режим работы транзистора по постоянному току и термостабилизацию режима. Кон. денсаторы С1, С2 -блокировочные.

В преобразователе с внутренним гетеродином (рис. 7.7), контур гетерод1ша состоит из четвертьволновой линии 12 и конденсаторов СЗ и С4. Для уменьшения степени шунтирования контура гетеродина выходным сопротивлением транзистора последний включен через конденсатор малой емкости С2. Петля связи Lcb расположена в камере контура радиочастоты, и на ней создается напряжение сигнала. Контур промежуточной частоты включен в коллекторную цепь транзистора через дроссель L p. Резисторы R1, R2, R3 обеспечивают режим работы по постоянному току. Конденсаторы С5, С6 и С7 - блокировочные.

Рассчитывать преобразователи частоты дециметрового диапазона на транзисторах южнo согласно указаниям, приведенным в § 7,2,

Преобразователи частоты на туннельных диодах

Они несколько уступаю,т по шумовым характеристикам параметрическим преобразователям с преобразованием частоты вверх. В от же время преобразователи на туннельных диодах (ТД) обычно дают меньшие шумы, чем параметрические преобразователи с преобразованием частоты вниз. Это объясняется тем, что преобразование частоты на ТД в основном определяется изменением во времени активного сопротивления, тогда как параметрическое преобразование - изменением емкости. В первом случае интенсивность шума, обусловленного преобразованием частоты, не зависит от направления переноса спектра пбшкале частот, во втором - она растет с ростом отношения частот входного и выходного сигналов. Поэтому если преобразователи на ТД имеют одинаковый коэффициент шума при преобразовании вверх и вниз, то параметрические преобразователи при преобразовании вниз шумят больше, чем при преобразовании вверх. В подавляющем большинстве приемников выходная (промежуточная) частота ниже входной (радиочастоты). При этом преимущества преобразователей на ТД. стаповятсся очевидными, и в дальнейшем параметрические преобразователи рассматривать не будем.

Заметим, что преобразователи частоты на ТД мало уступают по шумовым свойствам преобразователям с лучшими смесителями на обычных диодах. Кроме того, преобразователи на ТД позволяю^г получить регенеративное усиление. Поэтому коэффициент шума.-приемника, имеющего в качестве входного каскада преобразователь частоты на ТД, получается существенно меньшим, чем при исполь; зовании преобразователей с обычными смесительными диодами, за счет уменьшения влияния шума каскадов, следующих за преобразователем.

в преобразователях частоты на ТД используют внешние гетеродины по тем же причинам, что и в преобразователях частоты на транзисторах. Возможные режимы работы смесителей на ТД можно пояснить с помощью рис. 7.8, на котором изображена типичная вольт-амперная характеристика туннельного диода из арсенида галлия.

Если рабочей является точка А, то смеситель работает в областях положительной- и отрицательной проводимостей. В это.м режиме коэффициент преобразования частоты может быть больше единицы. Если рабочей является точка Б, то смеситель работает в области отрицательной проводимости. В этом режиме можно получить значительное усиление мощности, но в этом режиме критична настройка, сравнительно невелик динамический диапазон и низка стабильность параметров. Если рабочей является точка В, то смеситель работает только в области положителыюй проводимости. В этом режиме преобразователь на ТД не имеет преимуществ перед преобразователями на обычном диоде.

При простом преобразовании частоты целесообразно использовать режим с рабочей точкой А, так как амплитуда первой гармоники

и Зс и 91 I Г, Л -о -ч=- - с?

0,6 о,в

Рис. 7.8. Вольт-амперная характеристика туннельного диода.

т

Т

Вход сигнала (ы))

/г Т

ВыхоЗ напряжения промежу-точтй частоты (шх)

Рис. 7.9. Эквивалентная схема преобразователя частоты на туннельном диоде с параллельно! включенными контурами,

крутизны Преобразования в этом режиме максимальна. В этом режиме вольт-амперная характеристика ТД может быть достаточно точно представлена полиномом I = aU + bfj* + cW, где а, Ь, с определяются из экспериментальной характеристики диода.

Для преобразования к ТД подключают три резонансных контура, настроенных на частоты сигнала, гетеродина и УПЧ, как показано на рис. 7.9.

Резонансный коэффициент передачи мощности равен

(7.8)

где

линома. При а

Gi = 4- 4- Q.

Gi = g2 + ga + a, амплитуда напряжения гетеродина; а, b >

(7.9)

(7.10) . (7.11) коэффициенты по-

1 полоса пропускания преобразователя для сигнала

(7.12)

Ппч /1 (1 - а)

где Qi = ©iC./Gi; = aC/G.. ТД

\контур119 CS

к

~-C3y От гетеродина

OK m

D-Of.

Рис. 7.10. Схема преобразователя частоты на туннельном диоде с внешним гетеродином.

Рис. 7;11. Схема преобразователя частоты на туннельном диоде.

Входная проводимость смесителя для колебаний сигнальной частоты

У^. = {I(gi + а) + jfiiUG -f jB.) - bl)l{G -f jB,), (7.13)

где S, (о,С,Д Д; Бг cooCjA/Z/a.

Выходная проводимость смесителя для колебаний промежуточной частоты

Увых = {(G. + iB,)I(g2 Ч- й) -f ]В,] - bt;?)/(Gi -f jB,). (7.14) Для обеспечения устойчивости смесителя нужно иметь

6,Сг>. (7.15)

Изменение смещения изменяет величину а, из-за чего меняются условия устойчивости и коэффициент преобразования. При заданном смещении и параметрах схемы коэфф;щиент преобразования и устойчивость определяются амплитудой гетеродина.

Возрастающая ветвь и большая часть падающей ветви вольт-амперной характеристики ТД (см. рис. 7.8) аппроксимируется выражением

/ == 15,2t/66,5t/ + 64,5t/*

[а = 15,2 /п1См]; b = -66,5 /п [См/В]; с = 64,5 /п [См/В^])-312

ТД должен иметь критическую частоту / р (3...5)/г и работать при напряжении смещения U (0,9...0,95)t/n и амплитудой напряжения гетеродина = (0,5...1,1)С/п.

На рис. 7.10 представлена схема преобразователя на ТД с внешним гетеродином. Она содержит параллельные LC-контуры, настроенные на сигнальную, гетеродинную и промежуточную частоты. Конденсатор С4 - блокировочный. Резисторы R1 п R2 образуют делитель в цепи смещения.

В схеме преобразователя на ТД с внешним гетеродином, представленной на рис. 7.11, конденсатор С/ блокирует постоянную составляющую и участвует в настройке контура промежуточной час-

Вмд

УПЧ и смещение

гетеродина

к УПЧ

Рис. 7.12, Микрополосковый преобра- Рис. 7.1.3. Коаксиальный прсобраэова-вователь частоты на туннельном тель частоты на туннельном диоде, диоде.

тоты. Реактивностью этого конденсатора на сигнальной частоте можно пренебречь. На /п индуктивные катушки L2, L4 с конденсаторами С1 и С2 представляют собой резонансные контуры.

В преобразователе на ТД и микрополосковых линиях (рис. 7.12) диод / включен между двумя короткозамкнутыми четвертьволновыми линиями 2 W 3, соответственно настроенными на /с и /р. ТД соединен с линиями 2 и 5 с помощью элемента 4. Чтобы подать на ТД напряжение смещения, линию 2 изолируют от основания 5 по постоянному току с помощью блокировочного конденсатора в Линия 3 гальванически соединена с подложкой. Через отводы Й и 7 к смесителю подаются напряжения сигнала и гетеродина соответственно.

Преобразователь на ТД с внешним гетеродином может быть выполнен также на коаксиальных линиях (рис. 7.13). В таком преобразователе туннельный диод / соединен с внутренним стержнем коаксиальной линии 2 и через фильтр 3- с наружной оболочкой линии 2. От резонатора, настроенного на /с. с помощью петли связи 4 сигнал вводится в линию 2. Уровень напряжения сигнала подбирают поворотом петли в магнитном поле резонатора.

Напряжение гетеродина подводится к ТД через коаксиальную линию 5, причем амплитуду напряжения подбирают так, чтобы внутреннее сопротивление ТД было равно волновому сопротивлению линии 2. Регулировка ведется винтом 6 и зондом 7, емкостно связанными с внутренним стержнем линии 2. Дисковое сопротивлеггие 8, равное волновому сопрот1Шлен!!Ю линии 9 от гетеродина, создает нагрузку гетеродина, которая не зависпт от положения зонда 7, Линия муфта 10 - винт 6 длиной Х/4 является изолятором. Постоянный ток и ток частоты fn идут через 4, 1 и контур LC1, настроенный иа fa- Фильтр 3- разомкнутая линия длиной кИ создает в плоскости ТД короткое замыкание и не пропускает ток частоты в контур LCL

При малой мощности гетеродина преобразователь дает большое усиление и коэффициент шума, близкий к коэффициенту шума усилителя на ТД. Однако из-за критичной настройки и малого динамического диапазона такой режим практически нецелесообразен. При мощности гетеродина порядка 1 мВт и рабочей точке на падающем участке характеристики можно получить устойчивое усиление больше 1 и коэффициент шума - 8-10 дБ.

7.6. СМЕСИТЕЛИ СВЧ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДАХ

В смесителе принимаемый СВЧ сигнал преобразуется в сигнал промежуточной частоты, при этом днод используется в качестве нелинейного активного сопротивления. Диод помещают в смесительную секцию (коаксиально-волноводную, полосковую или мнкропо-лосковую), к которой подводят мощности сигнала и гетеродина, и соединяют его со входной цепью УПЧ, служащей нагрузкой диода по промежуточной частоте.

Из-за нелинейности вольт-амперной характеристики диода протекающий через него ток под воздействием напряжений частот сигнала /о и гетеродина /г содержит составляющие как гармоник частоты /г, так и комбинационных частот вида [т/г ± п/сК W т, п - целые числа.

Падение напряжения на входном контуре УПЧ создает только комбинационная составляющая тока разностной, или промежуточной частоты /п = (7г - /с1- Это напряжение и представляет собой' полезный преобразованный сигнал.

Из всего спектра колебаний тока диода основное влияние на потери преобразования сигнала в смесителе оказывают колебания частот ft W fnb а также зеркальной комбинационной частоты / а = /г + /п = 2/г - fa и выпрямленный ток /впсд. Преобразование колебаний сигнала на зеркальную комбинационную частоту является вредным, так как при этом часть полезной энергии сигнала в виде колебаний частоты /з бесполезно расходуется в нагрузке смесителя для этой частоты. В частности, при широкополосной входной цепи смесителя колебания зеркальной частоты излучаются в цепь источника сигнала (антенну), которая в этом случае является на-3)4

грузкой смесителя на частоте /з, и полностью или частично поглощаются ею.

Выпрямляющий контакт диода, используемый как нелинеГаюе сопротивление, можно представить в виде шестиполюсника (одна пара полюсов для каждой из частот f, /з и fn) с соответствующими нагрузками на каждой паре полюсов Za с. 2н з. 2н п- При этом гетеродин и цепь постоянного тока считают встроенными внутрь шестиполюсника. Нагрузками Zh с и Zh з является импеданс входной цепи смесителя со стороны выпрямляющего контакта (включая импеданс источника сигнала - антенно-фидерного тракта) вместе с паразитными элементами корпуса и полупроводниковой структуры диода на соответствующей частоте fo и f.

На частоте сигнала fc входной импеданс смесителя (нелинейного сопротивления) и его нагрузка Znc всегда приблизительно согласованы для обеспечения максимальной передачи сигнала Р^, т. е. представляют собой комплексно-сопряженные импедансы. Импеданс же нагрузки смесителя на зеркальной частоте /з в обще.м случае может быть произвольным. Смеситель, в котором Za <- ¥ а а, называют узкополосным в отличие от широкополосного *, у которого Zh с = Za 3- Если ВО ВХОДНОЙ цепи смесителя нет узкополосных элементов (узкополосных РЗП, фильтров-преселекторов и пр.) ил i если при их наличии непосредственно перед смесителем установлен развязывающий ферритовый вентиль, то такой смеситель является широкополосным , так как в диапазоне СВЧ при обычных промежуточных частотах [fa < 100 МГц) можно считать Zhc = Zs- Практически такой смеситель широко распространен.

Частным н наиболее важным случаем узкополосного смесителя является смеситель с короткозамкнутой или разомкнутой цепью, зеркальной частоты, когда Zh з = О или Zas = - В этих случаях, как следует из теории, потери преобразования смесителя минимальны.

Амплитудная характеристика смесителя линейна до уровней сигнала Рс < ЮО мкВт. При Р^ > 0,1...1 мВт она становится нелинейной, п'отери преобразования смесителя возрастагот, а амплитудно-частотный спектр выходного сигнала промежуточной частоты начинает искажаться.

Наиболее важными общими требованиями, предъявляемыми К-электрнческим параметрам смесителей СВЧ, являются: минимальный коэффициент шума, достаточная полоса рабочих частот (широ-кополосность), минимальная мощность гетерод1ша (что позволяет использовать маломощные гетеродины) и максимальная устойчивость к перегрузкам СВЧ мощностью (что облегчает защиту смесителя). Одновременное удовлетворение всех этих требований не всегда обязательно.

* Здесь в далее термины узкополосныгЬ и широкополосный будем писать в кавычках, поскольку они используются только для характеристики нагрузки смесителя на частоте /д.

Полупроводниковые смесительные диоды

Б качестве нелинейного сопротивления смесительных диодов наиболее широко применяют полупроводниковую структуру в виде контакта металл-полупроводник. Существуют две разновидности таких диодов, отличающиеся методом создания контакта; точечно-контактные диоды (ТКД) и диоды с барьером Шоттки (ДБШ).

У первых выпрямляющий точечный контакт создается прижимом заостренной металлической иглы-пружинки к поверхности полупроводника. ДБШ имеет выпрямляющий контакт почти столь же мало-

Рис. 7.14. Схематическое изображение структуры ДБШ с балочными выводами (размеры в микрометрах):

/ - ннзкоимиая полупроаодннкойая подложка; 2 - ы.юокоомная эпитаксиальная пленка ! полупроводника: 5 - диалектрнческая- пленка; 4 - балочные й1,1Воды из золота; 5 - контакт с 6aiu,epoM Шоттки

го диаметра, что и ТКД, только плоский, образуемый напылением пленки металла на поверхность полупроводника. Благодаря более совершенной технологии изготовления у ДБШ контакт металл - полупроводник ближе к идеальному, чем у ТКД, вследствие чего параметры первого лучше второго. В частности, ДБШ обычно имеют меньшее сопротивление потерь и меньший коэффициент шума. С другой стороны, при работе без внешнего смещения ДБШ в ряде случае з из-за большей величины контактной разности потенциалов требуют большей мощности гетеродина, чем ТКД. Все современные смесительные диоды имеют структуру ДБШ, поэтому дальнейшие рассуждения будут относиться в основном к ним.

Эквивалентную схему смесителыюго диода легко получить, подключая в схеме иа рис. 5.25 параллельно нелинейной емкости Спер нелинейное активное сопротивление запирающего слоя R. Последнее является единственно полезным для работы смесителя элементом этой схемы. 0< тальные ее элементы - паразитные, так как увеличивают потери мощности сигнала (Гн, С„ер) и частотную зависимость импеданса диода (Lnoc. С„он)- Конструктивно ДБШ

могут быть корпусными (рис. 4.35) и бескорпусными (рис. 5.24). В СВЧ ИС получают распространение ДБШ с балочными выводами (рис. 7.14), конструкция которых особенно подходит для микрополосковых схем. Диоды миллиметровых волн для волноводных смесителей конструктивно выполняют в форме тонкой волноводной вставки, описанной в [9].

Для балансных смесителей выпускают разнополярные (прямой и обратной полярности) подобранные пары диодов с нормированным и небольшим разбросом параметров в паре. Обратную полярность диодов в миниатюрном корпусе и бескорпусных получают переворачиванием диода в смесительной секции.

Параметры, которыми характеризуют смесительные диоды, выпускаемые промышленностью, и называют паспортными, измеряют, помещая днод в специальную смесительную секцию, представляющую собой простейший широкополосный смеситель. Поэтому следует помнить, что паспортные параметры диода являются по существу параметрами такого широкополосного смесителя. К наиболее важным электрическим параметрам диодов относятся потери преобразования, шумовое отношение, нормированный коэффициент шума и выходное сопротивление. Кроме того, диоды характеризуют максимальной величиной коэффициента стоячей волны входа Кст.итах и максимально допустимыми значениями рассеиваемой непрерывной (Ррас ах) И импульсной {Р^, ас СВЧ МОЩНОСТИ, 3 такжб энер-гии пика (и^свчи). Под пиком понимают короткий СВЧ импульс длительностью 5-10 не.

Потери преобразования диода характеризуют уменьшение мощности сигнала СВЧ (Рс) при его преобразовании в сигнал промежуточной частоты (Рич) ч равны отношению номинальных мощностей этих сигналов:

иоР = с/Я„,. (7.16)

У диодов сантиметровых волн L.g = 3...7 дБ, в миллиметровом диапазоие Lg = 5...15 дБ (наибольшее значение LgQ соответствует наиболее короткой волне диапазона).

Шумовое отношение характеризует мощность выходного шума диода на промежуточной частоте (с учетом шума источника сигнала) по сравнегшю с мощностью шума обычного резистора и равно

Пш = Рш auJliToU , (7.17)

где Яш вых-номинальная мощность шума промежуточной частоты на выходе диода в полосе частот Пп, равной полосе пропускания УПЧ; kToYlt, - номинальная мощность теплового шума резистора в той же полосе частот.

При измерении Пщ влияние шума гетеродина исключают н обычно используют промежуточную частоту, равную / = 30 МГц. У различных ДБШ лежит в пределах 0,5-1,5 и во многих случаях Пш 1. При / <0,1 МГц (соответствующей диапазону допплеров-ских частот, -т. е. допплеровскому смещению частоты сигнала в ра-

диоэлектронных устройствах, использующих эффект Допплера) из-за влияния низкочастотного шума диода величина Пш существенно возрастает [9].

По определению коэффициент шума диодного смесителя равен

кТа Лщ Пц

Тогда общий коэффициент шума смесителя с УПЧ вычисляют по

формуле

Л^с п = Л^СД + Lap5 {п - !) = рб(Пш + Nn- 1), (7.19) где Л'п - коэффициент шума УПЧ.

Обобщенным параметром смесительного диода является нэрми-рованный коэффициент шума, который определяется по формуле (7.19) при iVn = 1,5 дБ (1,41) и равен

норм = прб ( ш + 0,41). (7.20)

При > 10 МГц у различных типов ДБШ сантиметровых волн норм = 5...9 дБ, в миллиметровом Fovm = 8..20 дБ (наибольшие норм относятся к наиболее короткой волне диапазона).

Выходное сопротивление Гаых сд представляет собой активную составляющую сопротивления диода на промежуточной частоте. Сопротивление /-выход учитывают при выборе оптимальной связи смесителя с УПЧ для получения минимального коэффициента шума Nu УПЧ, а также при подборе диодов в пары для балансных смесителей. У различных ДБШ сопротивление Гвыхсд лежит в пределах 150...700 Ом.

КСВ входа смесительной секции с диодом /( уmax характеризует разброс СВЧ импеданса диодов в измерительной секции и для различных типов диодов лежит в пределах 1,3-3.

Максимально допустимые мощности Ррас max, и рас max И ЭНер-

гия пика WcB4h определяют электрическую прочность диода и для ДБШ сантиметрового диапазона лежат в пределах: Pac так 20...50 мВт, Ри рас max 100...500 мВт, й^свчи (0,2... ...0,5) 10 Дж (минимальные значения соответствуют наименьшей длине волны). При превышении этих уровней возможно необратимое ухудшение параметров диода или выгорание его выпрямляющего контакта.

Параметры и характеристики ряда смесительных ТКД и ДБШ сантиметровых и миллиметровых волн приведены в табл. 7.1 1101. Указанная в таблице величина Р^ соответствует мощности гетеродина. При которой измерены параметры диодов.

Следует учитывать, что параметры диода Lpg, Пш, г^ыясд, Кс1 и, / орм в реальном смесителе могут отличаться от паспортных (измеряемых в специальной измерительной смесительной секции) и зависят от электрического режима работы: мощности гетеродина Рг, напряжения смещения U, сопротивления нагрузки в цепи выпрямленного тока диода и импедансов нагрузки, 2н е. 2и на 318

Таблица 7.1

Тип иода

Тип

структуры

2А108А

P1910D ЗА111Б АА112Б АА113А DMF-6034В ЗА110Б 2А107А

DC-1306 2А103А D5509A Д407 D5252

ТКД

(микро сплавной) ТКД ДБШ ДБШ ДБШ ДБШ

ДБШ

ТКД (микросплавной , ДБШ

ТКД

ДБШ

ТКД

ТКД

Параметры

10 а.

выхСД, Ом

н

о. е

5s. Ч

3,2 3,2 3,2 3,2

2,0 2,0

0,86 0,43

5,5 .6

5,5 10

7 12

1,3 2

425-575

150-350 300-560 440-640

200-500

210-490 175-375

500 200-550 300-700 400-1500 300-700

5,0 7,0 7,0 7,5 6,0

7,5 9,0

7,0 13,8 9,0

20 18

1,7 1,5 1,8 3,5

1,6 1,5

3 3 3

50 20 50

550 300 100

150 300

150 20

0,2 0,06

0,02

вы ft на

Г-коаксиальныП [1б] (рис. 7.16,6); 7 -волноводный {101; 8-вол„озод ая вставка ([9, рнс. 2.4]).

СВЧ 19]. В частности, существует оптимальная мощность гетеродина оп,г- при которой коэффициент шума jVc п минимален. При от-кло°нении от мощности Я, оп, величина jVcd возрастает. При подаче положительного смещения можно снизить величину оптимальной мощности гетеродина Р, п^. Мощность гетеродина, при которой измеряют паспортные параметры диода, приблизительно равна величине Рроп! для используемого при этих измерениях широкополосного смесителя с УПЧ и при отсутствии влияния шума гетеродина.

Смесительная секция

Смесительная секция представляет собой СВЧ устройство, содержащее смесительный диод, в которое вводятся мощности сигнала Рс и гетеродина Р^, а на его выходных зажимах выделяется напряжение промежуточной частоты преобразованного сигнала (Уп- К этим зажимам подключают вход УПЧ. Диод является поглотителем колебаний Р^ и Р, и одновременно генератором напряжения и„ и выпрямленного тока /□ сд- Смесительная секция является частью смесителя, которы! включает в себя также устройство связи

смесительной секции с гетеродином. В балансном смесителе, напри-мер, функции такого устройства связи выполняет СВЧ мост.

СВЧ цепь смесительной секции должна быть развязана от цепей промежуточной частоты и тока / п сд, чтобы предотвратить потери преобразуемого сигнала в этих цепях. Это означает, что для СВЧ токов цепи ПЧ и выпрямленного тока /вп сд должны быть коротко-замкнуты. Наименьшие потери преобразуемого сигнала, т. е. наименьшие потери преобразования диода в смесительной секции Lg получаются при согласовании входа смесительной секции (диода) с подводящей линией передачи (Ка и 1) во всем рабочем диапазоне частот сигнала и гетеродина А/д с. А/д р. Потери мощности сигнала и гетеродина на отражение, обусловленное рассогласованием диода в смесительной секции (Ксти > 1). равны

(7.21)

В частности, при Kciu == 2; 2,5; 3 потери на отражение соответственно равны 0,5; 0,9; 1,29 дБ. Обычно стремятся обеспечить Кст и < < 2...2,5 в рабочей полосе частот Прб-

Минимально необходи.мая полоса частот смесительной секции и смесителя в целом, включающая зеркальный канал приема, в котором смеситель тоже должен быть согласован для сохранения широкополосных свойств в смысле равенства импедансов Za и 2 з, определяется соотношением

П.ао, 1п = А/дс + 2/ + П„, (7.22)

где А/д с, П„ - диапазон рабочих частот сигнала и полоса прспус- j кания УПЧ соответственно.

В зависимости от рабочей длины волны смесительные секции, как и смесители в целом, выполняют в виде коаксиальных, волноводных, полосковых и микрополосковых конструкций, в настоящее время в связи с применением СВЧ ИС получили распространение микрополосковые конструкции. На миллиметровых волнах применяют в основном волноводиые конструкции.

Смесительная секция (рис. 7.15) имеет СВЧ вход, вывод промежуточной частоты и выпрямленного тока /вп сд, а также СВЧ элементы, обеспечивающие: а) согласование импеданса диода с импедансом подводящей линией передачи; б) короткое замыкание для токов СВЧ одного из выводов диода с заземленным (внешним) проводником линии в неволноводных секциях; в) развязку между цепью СВЧ и цепями промежуточной частоты и тока /вп сд! г) замкнутую цепь на корпус для токов промежуточной частоты и /апсд со стороны вывода диода, ближайшего к СВЧ входу, в неволноводных секциях. Нередко функции а, б или а-г выполняются одним и тем же элементом.

Обычно в СВЧ ИС диод включают в микрополосковую линию (МПЛ) последовательно (рис. 7.15), при этом к выходному выводу диода подключают низкоомный (волновое сопротивление W W 15...20 Ом) разомкнутый четвертьволновый отрезок МПЛ (шлейф ,320

хЗ на рис. 7.15, а, б). Входное сопротивление последнего близко к короткому замыканию в достаточно широкой полосе частот. Поэтому для СВЧ токов выходной вывод диода оказывается практически короткозамкиутым с заземленной пластиной МПЛ, оставаясь изолированным от нее для токов промежуточной частоты и /апсд. Вход-

Рис, 7.15. Примеры построения топологических схем микрополосковых смесительных секций:

о -с согласуЮ1ди.ч короткозамкиутым шлейфом (шл перед диодом; б - с согласующим Четвертьволновым трансформатором перед днодом; в - с согласующим разомкнутым шлейфом h после диода; / - короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации реак тиаиой составляющей полной проводимости иа входе отрезка (,; 2 - диод в стеклянном корпусе; 3 - низкоомный разо.мкнутый четвертьволновый шлейф; 4 - высокоомный ко-~ роткозамкнутый четвертьволновый шлейф для замыкания входного вывода даода на Корпус для тока ПЧ и постоянного тока. / вп СД ( рисунке /о); 5 - бескорпусный диод типа таблетки; fi - режекторный фильтр СВЧ в цепи ПЧ; 7 - бескорпусный диол типа, приведенного на рис. 5.24.

ной же вывод диода должен быть для этих последних токов соединен С заземленной пластиной МПЛ (корпусом) для обеспечения замкнутой цепи токов промежуточной частоты и hn сд со стороны входа смесительной секции. Это достигается использованием на входе секции высокоомного {W fa 90... 100 Ом) короткозамкнутого (часто через отверстие в подложке) четвертьволнового отрезка МПЛ, подкл.ючен-

И Зак. 895 32

ного параллельно подводящей линии (шлейф 4 на рис. 7.15, б, в). Входное сопротивление такого шлейфа достаточно велико в широкой полосе частот н не оказывает за.метиого влияния на импеданс линии, к которой он подключен. Необходимость в подобьом короткозамкнутом четвертьволновом шлейфе отпадает, если перед диодом установлен согласующий короткозамкнутый шлейф / j . как на рис. 7.15, а.

Смесительную секцию согласовывают с подводящей МПЛ способами, показанными на рис. 7.15, или их различными сочетаниями. В общем случае ни один из них не может быть назван предпочтительным. Тот или иной способ согласования можно выбрать, .если известен импеданс диода на рабочих частотах.

При согласовании с помощью параллельного короткозамкнутого (/щл на рис. 7.15, а) или разомкнутого шлейфов тот или другой подключают к подводящей линии иа таком расстоянии от диода, где активная составляющая полной npoBOjJnMocTH линии с диодом (при отсутствии И1лейфа) У = G + jS равна волновой, т. е. где G = = 1/1. Длину же согласующего шлейфа / выбирают такой, чтобы его реактивная проводимость Bj, была равна и противоположна по знаку реактивности S, т. е. = -В. Поскольку полная проводимость диода в линии обычно неизвестна, ее рассчитывают по эквивалентной схемедиода (см. с. 316), если всееепараметры известны, или определяют экспериментально. Зная полную проводимость диода в линии У^д (в плоскости а - о на рис. 7.15, а) и пользуясь круговой диаграммой полных проводимостей Вольперта - Смитта П1], можно определить необходимое расстояние /, и реактивность В. Далее из сооткюшашй для реактивной проводимости коротко-замкнутого и разомкнутого шлейфов

1 2л , , I .... 2л

Л КЯ

л

.tg.

(7.23) = -В.

вычисляют необходимую длину /щ^, используя равенство

Следует учитывать, что использование разомкнутого согласующего шлейфа предпочтительнее короткозамкнутого, так как последний конструктивно-технологически несколько сложнее. Поэтому в тех случаях, когда входной вывод диода, лежащий в плоскости а-а, не требуется соединять по постоянному току с заземленной пластиной (например, при параллельном включении диода в линию, рис. 5.32), следует использовать разомкнутый согласующий шлейф.

При согласовании четвертьволновым трансформатором (рис. 7.15, б) его расположение относительно диода /2 рассчитывают

Рис. 7.16. Примеры конструкций волноводных смесительных секций 2-сантиметрового диапазона с диодом в керамическом корпусе (а) и 8-миллиметрового диапазона с диодом в коаксиальном корпусе (б):

.-днод; 2 -СВЧ дроссель; 3 - диододержатель; 4 - диэлектрическая втулка (фторо-пласт-4); 5-вывод ПЧ и постоянною тока /впСД 5 - цанговое гнездо; 7 - согласующий ступенчатый переход с пониженной высоты волновода на стандартную; - диэлектрическая прокладка (слюда или фторопласт-4), через емкость которой замыкается СБЧ ток; 9 - согласующий плавный переход от Н-волиовода к стандартнойу прямоугольному.

1 ... 13 14 15 16 17 18 19 ... 25