|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 11 12 13 14 15 16 17 ... 25 /i, влияет на резонансную частоту и холодный КСВ контура сигнала при резонансе. Поэтому их длины /i, /2 и местоположение шлейфа li подбираются для получения требуемых значений /о и pi. Расчет этих длин и местоположения шлейфа 1 достаточно громоздок и поэтому здесь не приводится. Подбором расстояния между шлейфом 5 и диодом улучшают согласование цепи накачки. Режекторный фильтр в цепи подачи смещения построен на вы-сокоомных (U = 90 Ом) и разомкнутых низкоомных (W =.20 Ом) отрезках МПЛ длиной Лс/4. Поэтому его входное сопротивление со стороны цепн сигнала велико по сравнению с W = 50 Ом. Необходимые размеры отрезков МПЛ при указанных волновых сопротивлениях рассчитываются по формулам § 3.4 с учетом влияния концевой емкости разомкнутого конца аналогично примерам расчета 3.6, 3.7, 3.8, 4.9 и 4. П. Одноконтурный ППУ (ОПУ) В ОПУ частоты и /с близки /с) и зеркально симметричны относительно частоты /нак/2, а контур сигнала одновременно является также и холостым контуром. Поэтому здесь активное сопротивление нагрузки холостого контура то же, что и в сигнальном. Последнее обстоятельство делает параметры и свойства ОПУ существенно отличными от ДПУ. На с. 247 уже указывалось, что из-за искажения спектра усиливаемого сигнала, свойственного ОПУ, последний применяют в основном в двухиолосном режиме приема шумового сигнала, поступающего в усилитель одновременно иа двух частотах: /с и /х. В однополосном режиме приема (сигнал поступает в усилитель и потребляется от него только на одной частоте), например, в радиолокационном, коэффициент шума ОПУ н 2 раза больше, а полоса пропускания - в 2 раза меньше, чем в двухполосном. Схемы рис. 5.28 можно рассматривать такл<е в качестве эквивалентных схем ОПУ, если на рис. 5.28, а цепь сох исключить, поскольку она вырождается в цепь соо- По этой причине ОПУ называют также вырожденным ППУ в отличие от ДПУ, являющегося невырожденным усилителем. Требуемая величина холодного КСВ входа ОПУ при резонансе (значение на схеме рис. 5.28, б), при котором обеспечивается заданное резонансное усиление Кр пу, вычисляется по формуле Р1 = Rilr VKpnyiQ-D/iVKpuy-l). I (5.110) Двухполосный (радиометрический) коэффициент шума без учета потерь в циркуляторе равен ОПУ иу = 1 + (/(рпу-1)(1/а:рпу-1) (5.111) Влияние потерь реального циркулятора на коэффициент шума ОПУ учитывают с помощью формулы (5.104). Относительная полоса пропускания ОПУ в двухполосном режиме приема при большом резонансном усилении {У Кр пу >> 1) и простейшей колебательной системе, не содержащей элементов для расширения полосы, равна иу с мод-внл (1 - 1/<3)/2К/(Рпу, (5.112) где Ппу - полоса пропускания по уровню 3 дБ; т^кл - коэффициент включения емкости диода в контур. Конструкции и топологические схемы ОПУ аналогичны ДПУ, но проще последних, так как не содержат холостого контура [19, 20]. По этой же причине коэффициент включения т^кл и, следовательно, полоса пропускания ОПУ получаются большими чем в ДПУ. Обычно /Лвкл лежит в пределах 0,3-0,7. Стабильность характеристик Из-за регенеративного характера усиления в ДПУ и ОПУ их характеристики (резонансный коэффициент усиления по мощности Крау, полоса пропускания Ппу, средняя (резонансная) частота /с полосы пропускания, коэффициент шума с учетом потерь в циркуляторе Nay и) могут значительно изменяться при воздействии различных дестабилизирующих факторов: изменении окружающей температуры окр, напряжения смещения Ug, частоты / а„ и мощности Рнак накачки, импедансов источника сигнала и циркулятора. При этом изменяются сопротивление источника сигнала на зажимах диода Ri, сопротивление потерь диода Гпос. постоянная составляющая его емкости Со и происходит расстройка контуров ППУ. Наиболее критичными параметрами ППУ являются Крпу, Пцу и /со- Нестабильность усиления ППУ, определяемая в виде АКр пу/Кр пу {АКр пу-изменение /(рпу при воздействии дестабилизирующего фактора), зависит от значений Крпу и динамической добротности диода Q и уменьшается при уменьшении Кр пу и увеличении Q. Следовательно, по мере укорочения рабочей длины волны (т. е. уменьшения Q) нестабильность усиления при одном и том же Кр пу возрастает [17]. Другими словами, для наиболее коротковолновых ППУ допустимые дестабилизирующие воздействия при одной и той же нестабильности усиления являются наименьшими. При малом изменении мощности накачки Ряан (АРаяк/Раяк -* единицы процентов) нестабильность усиления в ППУ с простой колебательной системой (без элементов для расширения полосы пропускания) при УКрау >> 1 можно оценить по формуле АК Pay [К Pay YKpayAPnUPb (5.113) 265 Например, при Кр у = 17 дБ (У/Српу = 7,07) и АРм^Рп к~ = 4% [(1 + ДРда )/Р„а„ = 0,17 дБ] нестабильность усиления равна АКрпу/Крпу = 28,3%, т. е. (1 + AKpnyVKpny = 1,08 дБ. Для получения достаточной стабильности характеристик ППУ обычно обеспечивают Д^окр < 5° С; ДРнак/Рнак< 5%, Д/наЛнак < I <0,1%, как правило, путем термостабилизации ППУ с циркулятором, генератора накачки и жесткой стабилизацией питающих напряжений. В некоторых случаях для повышения стабильности Щ характеристик целесообразно использовать двух- или трехкас-кадные схемы ППУ с малым усилением в каждом каскаде 117, 19]. Генераторы накачки (ГН) В качестве ГН используют обычно такие же приборы и устройства, что и для гетеродинов сантиметровых и миллиметровых волн, но с повышенными выходной мощностью Рнак и стабильностью этой мощности и частоты / а к- Высокая стабильность Рнак и /нак при климатических и механических воздействиях и в течение срока слул<бы - важнейшее требование, предъявляемое к ГН. В настоящее время стремятся использовать в основном полупроводниковые ГН: на диодах Ганна (генераторы Ганна) и лавинно-пролетных диодах, транзисторно-варакторные генераторы 114]. Такие ГН работают от миниатюрных низковольтных источников питания, отличаются экономичностью питания, большой долговечностью и позволяют создать полностью полупроводниковые миниатюрные интегральные ППУ подобно изображенному на рис. 5.31, б. 55. МЕТОДЫ ПОДАВЛЕНИЯ ВЫХОДНЫХ ШУМОВ ЗЕРКАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ МАЛОШУМЯЩИХ УСИЛИТЕЛЕЙ СВЧ Из определения коэффициента шума четырехполюсника следует, что шумы зеркального канала * в режиме однополосного приема увеличивают N, поскольку мощность этих шумов попадает на выход смесителя (приемника) и не мол<ет быть отнесена к мощности шумов источника сигнала. При использовании широкополосного М111У перед смесителем зеркальные шумы значительно (примерно на 3 дБ) ухудшают общий коэффициент шума, так как их мощность в этом случае равна приблизительно половине общем мощности шумов на выходе приемника. Поэтому во всех случаях применения широкополосного МШУ принимают меры по подавлению зеркальных шумов на его выходе 117]. Простейшим и часто используемым методом решения этой задачи является использование на выходе МШУ фильтра того или иного типа (см. § 4.4), затухание которого в полосе частот сигнала мало (Ln < 1 ... 1,5 дБ), а в полосе частот зеркального канала велико * Для краткости назовем их зеркальными шумама. (La > 13 ... 16 дБ). Полоса перехода (см.фис. 4.28) фильтра между этими значениями Ln и L3 должна удовлетворять соотношению П пер = 2/ - (Д/ с + П„), (5.114) где/п, Пп-промежуточная частота (ПЧ) и полоса пропускания УПЧ, Д/д с - диапазон рабочих частот сигнала. При использовании обычных значений ПЧ /п = 30 ... 60 МГц необходимая полоса перехода Пцр во многих случаях оказывается настолько узкой, что создать такой фильтр на СВЧ весьма трудно или нецелесообразно вследствие его громоздкости и больших потерь Ln. При другом методе подавления зеркальных шумов, свободном от ограничений первого, но более сложном, используют двойное преобразование частоты. При этом первая ПЧ выбирается достаточно высокой, чтобы полоса рабочих частот зеркального канала оказалась за пределами полосы усиления МШУ. При третьем методе подавления зеркальных шумов применяют схему фазового подавления зеркального канала, описанную в § 7.6 [21, 24]. В>той схеме используют для преобразования сигнала не один, а два смесителя, к которым мощности сигнала Рс/2 и гетеродина Рг/2 подводят с определенным фазовым сдвигом. Выходные сигналы ПЧ смесителей суммируют в специальном сумматоре ПЧ. В последнем сигналы ПЧ, поступающие из смесителей и обусловленные СВЧ сигналом зеркальной частоты, подавляются из-за получающейся противоположности их фаз независимо от величины ПЧ. Этот метод может обеспечить подавление зеркального капала более чем на 20 дБ в широкой полосе частот сигнала (10-40%). Вследствие широкополосности устройства фазового подавления зеркального канала и отсутствия ограничений на используемую величину ПЧ описанный метод может оказаться предпочтительным во многих случаях применения МШУ. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интегральным схемам. Под ред. Н. Н. Горюнова, М., Энергия , 1972. Авт.: Н. Н. Горюнов, А. Ю. Клейман, Н. Н. Комков и др. 2. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., Сов. радио , 1974. Авт.: И. И. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антипов, В. П. Васильев и др. 3. Щуцкой К. А. Резонансные усилители на полевых транзисторах. - Радиотехника , 1972, т. 27, № 7. 4. Гозлииг В. Применение полевых транзисторов. Пер с англ. М., Энергия , 1970. 5. Келлер. Линейные интегральные схемы. Ч. 3. Работа дифференциального усилителя. - Электроника , 1967, № 19. 6. Музыка ,3. Н., Пустоваров В. В., Синицкий В. Г. Расчет высокочастотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. М., Энергия , 1975. 7. Расчет радиоприемников. Под ред. И. В. Боброва, М., Воениздат, 1971. Авт: И. В. Бобров, Г. В. Максимов, И. В. Мичурин и др. 8. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. Под ред. Р. А. Валитова. М., Связь , 1972. Авт.; Г. П. Балан и др. 26Г 9. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. М., Сов. радио , 1974. 10. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., Сов. ра-дио , 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин и др. 11. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М., Госэнергоиздат, 1958. 12. Крохин В. В. Элементы радиоприемных устройств СВЧ. М., Сов. радио , 1964. 13. Смогилев К- А., Вознесенский И. В., Филиппов Л. А. Радиоприемники СВЧ. М., Воениздат, 1967. 14. Руденко В. М., Халяпии Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящие входные цепи СВЧ приемных устройств. М., Связь , 1971. 15. Барулин Л. Г. Резонансные усилители на транзисторах М., Связь , 1969. 16. Расчет схем на транзисторах. Пер. с англ. Под ред. К. Г. Меркулова, Р. М. Придорогина, Э. В. Цувиной. М., Энергия , 1969. 17. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных приемников. М., Сов. радио , 1973. 18. Малорацкий Л. Г., Микроминиатюризация элементов и устройств CB4f М., Сов. радио , 1976. 19. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред. И. В. Маль-ского, Б. В. Сестрорецкого. М., Сов. радио , 1969. Авт.: М. А. Абдюханов, Л. А. Биргер, И. А. Болошин и др. 20. Филатов К. В. Введение в инженерную теорию параметрического усиления. М., Сов. радио , 1971. 21. Лосе. Фазовое подавление паразитного зеркального канала в приемниках СВЧ - Электроника , 1965, № 14, с. 22-28. 22. Диоды и тиристоры. Под ред. А. А. Чернышева. М., Энергия , 1975. Авт.: А. А. Чернышев, В. И. Иванов, В. Д. Галахов и др. 23. Alpha Microwave diodes. - Microwaves , 1972, № 4, 10. 24. Немлихер Ю. А., Струков И. А., Эткии В. С. Построение схем днод-ных СВЧ преобразователей частоты с фазовым подавлением зеркального канала. - В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 14. М., Связь , 1974, с. 49-58, УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ 6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ Усилители промежуточной частоты, используемые в радиоприемных устройствах, можно классифицировать по ряду признаков. По величине относительной ширины полосы пропускания их Щ подразделяют на узкополосные и широкополосные. УПЧ с отно- :i сительной полосой пропускания, не превышающей 0,05, условно считают узкополосными, а с большей относительной полосой - широкополосными. По характеру распределения избирательности в каскадах раз- 4 личают УПЧ с распределенной и сосредоточенной избирательно- стью. В УПЧ с распределенной избирательностью функции усиления и избирательности обеспечиваются в каждом каскаде. При этом резонансные контуры, создающие требуемую избирательность, одновременно определяют также и усиление тракта. Равномерное распределение избирательности вдоль тракта приводит к тому, что каждый каскад имеет в среднем невысокую избирательность, поэтому воздействию помех мешающих станций подвергается не только 1-й каскад усиления, но и последующие каскады. В результате возможно появление перекрестных искажений в нескольких каскадах усиления, что снижает помехоустойчивость приемника. Это является одним из существенных недостатков данного метода конструирования. В усилителях с сосредоточенной избирательностью необходимая избирательность обычно создается системой, включенной между преобразователем и УПЧ или после 1-го каскада УПЧ, а требуемое усиление - последующими за ним апериодическими или слабоизбирательными каскадами. Системой избирательности могут быть многозвенные /,С-фильтры, а также пьезоэлектрические или кварцевые фильтры, отличающиеся высоким коэффициентом прямоуголь-1ЮСТИ частотной характеристики. По числу резонансных контуров в каждом каскаде усилители с распределенной избирательностью подразделяют на одноконтурные и двухконтурные. В одноконтурных усилителях все контуры могут быть настроены на номинальную промежуточную частоту (настроенный УПЧ) или иметь соответствующую расстройку (УПЧ с попарно расстроенными каскадами или с каскадами, настроенными на три частоты). В двухконтурных усилителях избирательность обеспечивается полосовым фильтром, образованным системой двух связанных контуров. В ряде случаев находят применение усилители с чередующимися одноконтурными и двухконтурными каскадами (смешанная схема). По режиму работы каскадов УПЧ различают усилители в режиме максимального усиления и в режиме фиксированного усиления. Первый режим применяют тогда, когда внутренняя обратная связь не оказывает заметного влияния на характеристики УПЧ и когда возможное избыточное усиление не превышает допустимой нормы. Второй режим используют, когда величина коэффициента усиления ограничена либо из соображений устойчивости, либо из-за недопустимости большого избыточного усиления. По способу включения транзисторов УПЧ можно классифицировать на усилители с общим эмиттером и с каскодным соединением двух транзисторов. Основным способом включения транзисторов в УПЧ является схема с ОЭ обладающая большими усилительными возможностями, чем схема с ОБ, из-за большей величины входного сопротивлегшя. Однако в УПЧ с ОЭ не всегда удается обеспечить устойчивую работу из-за влияния внутренней обратной связи. Практически это означает, что рассчитанный коэффициент усиления Одного каскада превышает устойчивый коэффициент усиления. в этом случае применяют различные способы повышения устойчивости Если коэффициент усиления каскада незначительно (не более чем^ 2 раза) превышае/устойчивый, обычно используют пас-;?ый cnocol. заключаюшийся в уменьшении коэффициента усиления каскада до устойчивого. В противном случае целесообразно  яг  т (ZD--1/?7  I-X-I- 1Й \R11 Рис. 6.1, Принципиальные схемы каскадов УПЧ: о - одноконтурный с ОЭ; б - двухконтурный с ОЭ; - одноконтурный кяскодвыА ОЭ - ОБ. увеличить коэффициент устойчивого усиления, применяя каскод-ное включение транзисторов. Помимо транзисторов и колебательных контуров схемы каскадов УПЧ включают в себя дополнительные элементы, предназначенные для обеспечения режима питания транзисторов, их температурной стабилизации, устранения цепей паразитной связи, обеспечения между каскадных соединений и т. п. (рис. 6.1). 6.2. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ С РАСПРЕДЕЛЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬЮ Исходные данные для расчета усилителей промежуточной частоты получают из предварительного расчета приемника. К ним относятся: - номинальное значение промежуточной частоты / ; - коэффициент усиления по напряжению всего УПЧ <с учетом транзисторного преобразователя частоты, если такой используют) - полоса пропускания частот всего усилителя П; - избирательность усилителя, характеризуемая коэффициентами прямоугольности , /гп к^мй - параметры нагрузки УПЧ g, С„. Выбор типа транзисторов и способа их включения Наиболее часто для усилителей промежуточной частоты используют биполярные транзисторы. Тип транзистора выбирают по величине /yi, вычисляемой по формуле (3.11). Транзистор выбран правильно, если выполняется условие >(2 ... 3)/ . (6.1) В начале расчета следует ориентироваться на способ включения транзистора с ОЭ. Если расчет покажет, что подобное включение не обеспечивает требуемого усиления из-за влияния внутренней обратной связи, то может оказаться целесообразным переход к каскодной схеме включения транзисторов. Для выбранного транзистора задаются режимом по постоянному току и определяют его параметры g, Qi, 22. 22, i 12i и на частоте / , пользуясь рекомендациями, изложенными в гл. 3. Если преобразователь частоты в приемнике транзисторный, то в качестве его нагрузки выбирают такую же избирательную систему, как и в каскадах усилителя. В этом случае для расчета необходимы параметры транзистора в режиме преобразования частоты 22пч, С'22пч. I 21пч- Методика их определения дана в гл. 7. Выбор схемы УПЧ . При выборе схемы УПЧ следует руководствоваться следующими соображениями. Если требования к избирательности не предъявлены, то целесообразно применять усилитель с одноконтурными настроенными каскадами. К достоинствам такого усилителя можно отнести достаточно высокую степень линейности фазовой характеристики, Хорошую стабильность формы резонансной кривой, простоту конструкции и настройки. Однако усилитель с такой схемой обладает весьма малым предельным значением произведения коэффициента Таблица 8.1 т 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 no.l по,01 nO.eei УПЧ с настроенными каскадами по,01 по.001 УПЧ с двухконтурными каскадами (Р=1) УПЧ с одно парно рас кадамй 15,5 8,89 6,90 5,98 5,45 5,12 4,89 4,72 4,59 4,49 4,41 1000 49,1 19,5 12,7 10,0 8,57 7,72 7,15 6,74 6,45 6,21 6,03 0,71 0,88 0,99 1,07 1,14 1,19 1,24 1,29 1,33 1,37 1,40 1,43 3,15 2,16 1,94 1,84 1,79 1,75 1,73 1,71 1,70 1,69 1,69 1,68 10,0 3,93 2,98 2,63 2,44 2,34 2,26 2,2! 2,17 2,14 2,12 2,10 31,6 7,01 4,42 3,57 3,16 2,93 2,78 2,67 2,60 2,54 2,49 2,46 0,71 0,88 0,99 1,07 1,14 1,20 3,15 2,16 1,94 1,84 1,79 1,75 усиления на полосу пропускания, особенно при большом числе каскадов. Поэтому в процессе расчета может оказаться, что коэффициент усиления с ростом числа каскадов уменьшается или необходимое усиление достигается при конструктивно неприемлемом числе каскадов (более 10-12). В подобных случаях приходится выбирать схемы усилителей, обеспечивающие большее произведение коэффициента усиления на полосу пропускания. К ним относятся усилители с попарно расстроенными одноконтурными каскадами, с двухконтурными каскадами, с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты, со смешанной схемой и т. п. Если требование к избирательности предъявлено, то тип УПЧ выбирают по заданному коэффициенту прямоугольности с помощью данных табл. 6.1. В таблице приняты следующие обозначения: т - число избирательных систем, о - параметр расстройки контуров, Р - параметр связи контуров, ф - величина, равная отношению полосы пропускания отдельного резонансного контура к полосе пропускания УПЧ с числом избирательных систем т. Для выбранной схемы по таблице определяется минимальное число избирательных систем nis, обеспечивающее требуемую избирательность. Расчет вспомогательных параметров УПЧ Для дальнейшего расчета усилителя нужно вычислить ряд вспомогательных параметров. Максимальный коэффициент устойчивого усиления одного каскада . (6.2) K e. = 0,42/inj/r l.
Минимальное число избирательных систем гпц, необходимое для реализации усилителя с заданным коэффициентом усиления; основой для его определения являются неравенства ig/CycT при использовании диодного смесителя; lg(/ConTV2t/K21, IgA- уст При использовании транзисторного преобразователя частоты. В качестве ГП) выбирают минимальное целое число, удовлетворяющее указанным неравенствам и соответствующее принятой схеме УПЧ. В частности, для усилите.,тя с попарно расстроенными одноконтурными каскадами и для усилителя со смешанной схемой число избирательных систем должно быть кратно двум, а для усилителей с каскадами, настроенными на три частоты, - трем. Исходное для расчета УПЧ число избирательных систем т^-Его выбирают как наибольшее из чисел и Шц. Если требования к избирательности УПЧ не предъявлены, ~ Шц. Минимально допустимое с точки зрения стабильности формы частотной характеристики отношение эквивалентной емкости контура каскада к емкости, вносимой в контур транзисторами [1], (6.3) где Ь - АСц/Сц AC2JC22 - относительное изменение входной и выходной емкостей транзистора (при отсутствии дополнительных сведений следует брать ft == 0,1 ... 0,3). Значения параметра принимают равными [2]: 1,0-1,5 для УПЧ с настроенными одноконтурными каскадами, 0,4-0,6 для УПЧ с попарно расстроенными одноконтурными каскадами, 0,3-0,4 для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты, 0,8-1,0 для УПЧ с двухконтурными каскадами. Для смешанной схемы УПЧ рассчитывают два значения а: одно - для одноконтурных каскадов, другое -для двухконтурных. Пользуясь неравенством (6.2), следует иметь в виду, что значение а не должно быть меньше 1,2-1,3. Расчет отдельных каскадов УПЧ Задавшись числом избирательных систем (сначала полагают т = /По), определяют необходимое эквивалентное затухание контуров, обеспечивающее заданную полосу пропускания: do== -г-(/п). (6.4) Значения функции можно найти в табл. 6., Для УПЧ с одноконтурными каскада.ми, настроенными на три частоты, и для УПЧ с чередующимися одноконтурными и двухконтурными каскадами эквивалентные затухания одиночных контуров, настроенных на частоту /□, берут в два раза большими, чем вычисленные по формуле (6.4). Далее будут приведены методики расчета одноконтурных и двухконтурных каскадов УПЧ. По этим методикам вычисляются параметры всех каскадов усилителя. При этом необходимо учесть, что для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты, параметры расстроенных каскадов и каскадов с частотой настройки /п нужно рассчитывать раздельно вследствие разницы в величине эквивалентного затухания контуров. Также раздельно следует рассчитывать одноконтурные и двухконтурные каскады при смешанной схеме УПЧ. Оконечный каскад, нагруженный на детектор (или ограничитель) во всех случаях рассчитывают отдельно от остальных. При расчете оконечного каскада в приводимых далее формулах параметр нужно заменить на и Сц - на С„. Транзисторный преобразователь частоты (если он должен быть в приемнике) рассчитывают так же, как и каскады усилителя, заменяя 22. 2 и I Уц I па соответствующие параметры транзистора в режиме преобразования. При этом расчет отличается тем, что транзисторный преобразователь не проверяют на устойчивость, полагая, что коэффициент усиления преобразователя /(о„, не ограничен влиянием внутренней обратной связи. С точки зрения простоты реализации схемы целесообразно использовать полное включение контуров к коллекторам транзисто- ров. Поэтому вначале полагают коэффициент включения контура в коллекторную цепь mi = 1. Однако, если расчет покажет, что индуктивности контутрных катушек при этом слишком малы, потребуется частично включить контуры в коллекторные цепи Методика расчета одноконтурного каскада. Вначале вычисляют критические значения эквивалентного затухания контура: d = d+-----. (6.5) d-d- 4na/i; (WCll+gj2/C22). (6.6) где d - собственное затухание катушки (обычно d 0,01). Полученные значения d и d сравнивают с эквивалентным затуханием контура dg. При этом могут быть три случая: а) 4 < d. В этом случае режим максимального усиления каскада при заданной полосе пропускания оказывается реализуемым без ограничений. Максимальное усиление достигается при следующем выборе параметров схемы: - коэффициент включения контура в цепь базы транзистора следующего каскада - эквивалентная емкость контура С = -М * nfa(d-d) (6.8) б d < 4 < d . В этом случае от каскада не удается получить максимально возможное усиление, так как для этого требуется слишком малая эквивалентная емкость контура, не допустимая с точки зрения стабильности формы частотной характеристики. В подобной ситуации реализуют режим максимального усиления при ограничении минимального значения эквивалентной емкости контура. При этом коэффициент включения определяют по соотношению (6.9) gn-2nfAd-d)aCn а эквивалентную емкость контура принимают равной минимально допустимой в) 4 > d\ Как и в предыдущем случае, реализуется режим максимального усиления при ограничении минимального значения эквивалентной емкости контура. Коэффициент включения т, находят по формуле Эквивалентную емкость контура принимают равной минимально допустимой и вычисляют по формуле (6.10). Чтобы обеспечить нужное эквивалентное затухание контура, его шунтируют резистором с проводимостью шн - 2я/пСз {d,-d)- m\g22 - tnlgn- (6.12) Во всех приведенных случаях коэффициент усиления одноконтурного каскада на частоте настройки контура рассчитывают по формуле Попучеиное значение коэффициента усиления каскада сравнивают с коэффициентом устойчивого усиления. Если /Сок yci< каскад устойчив, значение /Сок оставляют без изменения. Если /Сок>Л'усг. каскад неустойчив Необходимо принять меры для повышения устойчивости усилителя. Если отношение KoJKy < 2, целесообразно применить пассивный способ повышения устойчивости, заключающийся в уменьшении резонансного коэффициента усиления до устойчивого. В этом случае каскад рассчитывают применительно к режиму фиксированного усиления, задавшись величиной фиксированного коэффициента усиления /Сф = /Сует- Коэффициент включе1П5Я контура в цепь базы транзистора! определяют прн этом как 2 = 2л/С,/ ад К . (6.14)1 Значение т^, как и ранее, полагают равным единице. Для полу-! чения заданной полосы пропускания к контуру нужно подключить! шунтирующий резистор с проводимостью gwn = nfaCa (d, -d)~ g,2 ~ mgu- (6.15) I Эквивалентная емкость контура остается без изменений. Значение резонансного коэффициента усиления Кок оказывается равным Если отношение Л'ок/Л'уст > 2, то применяют каскодное включение транзисторов по схеме ОЭ-ОБ. При этом необходимо заново! рассчитать каскад, подставляя в формулы соответствующие пара-[ метры составного транзистора. Последние определяют в соответствии с рекомендациями, приведенными в гл. 3. Если усилитель, построенный по каскодной схеме, все же окажется неустойчивым, следует перейти к режиму фиксированного усиления, полагая /Сф равным коэффициенту устойчивого усиления каскодной схемы. Примечание. При расчете каскада по приведенной методике вычисленное значение коэффициента включения контура в базовую цепь транзистора может оказаться больше единицы. В этом случае полагают = 1 и повторяют расчет каскада, пользуясь транс- формированными формулами. Трансформация состоит в замене индекса 2 индексом и наоборот. Например, формула (6.7) после трансформации будет иметь вид: = Vgu/aa- Методика расчета двухконтурного каскада. Обычно при проектировании УПЧ на двухконтурных каскадах исходят из следующих условий: /о1 = /о2 = fn< 81 = 92 = da, di = 2 - d; Cai = Сз2 = Cg, где foi. /о2. йэ1. di, di, di, C31, C32 - частоты настроек, эквивалентные затухания, собственные затухания и эквивалентные емкости контуров соответственно в коллекторной и базовой цепях. Как и при расчете одноконтурных каскадов, вначале предполагают простейший вариант реализации схемы с полным включением контура к коллектору транзистора {т^ - 1). Критические значения эквивалентного затухания контуров определяются следующими выражениями: d=d+ 2nfa аС22 d =d- 2п./п аСц (6.16) (6.17) В зависимости от соотношения с d и d возможны три варианта расчета: а) dg < d. Б этом случае величины щ и С# вычисляют по формулам: (6.18) (6.19) б) d < da < d . В этом случае эквивалентные емкости контуров полагают равными минимально допустимым: (6.20) В коллекторный контур включают шунтирующий резистор с проводимостью &ШН1 = 2я/аС, (da - d) - 22- (6-21) Коэффициент включения контура к базе транзистора следующего каскада определяют как mj-K(g22 + gniHi)/gu. (6.22) в) da > d . в этом случае коэффициент включения т^, определяется соотношением (6.23) Эквивалентную емкость контуров принимают равной минимально допусгимой: Сэ = flCss. (6.24) Контуры шунтируют резисторами с проводимостью Яшн1 = 2я/ Са ids -d)~ m\g (6.25) в коллекторной цепи, гшя2 = 2 Сз (4 - d) - mlgyi (6.26) в базовой цепи. Во всех трех случаях коэффициент усиления двухконтурного каскада иа частоте настройки равен р I Кап I (6.27> где р - обобщенный параметр связи между контурами. Если в проектируемом УПЧ все каскады двухконтурные, то параметр связи берут равным единице. При этом получается максимальный коэффициент усиления на резонансной частоте и одногорбая частотная характеристика с максимально плоской вершиной. Для двухконтурных каскадов, используемых в смешанной схеме усилителя (с чередующимися одноконтурными и двухкоитур- ными каскадами), принимают р == Уз7 При условии, что эквивалентное затухание контура одноконтурного усилителя в два раза больше эквивалентного затухания каждого из контуров усилителя со связанными контурами, выбор указанного значения параметра связи обеспечивает получение максимально плоской вершины частотной характеристики УПЧ. Вычисленный по формуле (6.27) коэффициент усиления сравнивают с устойчивым коэффициентом усиления. При /(д„ > К^ усилитель неустойчив. В этом случае принимают меры для повышения устойчивости. Если отношение Ks.JKy < 2, то используют пассивный способ, заключающийся в уменьшении коэффициента усиления до устойчивого. Каскад в режиме фиксированного усиления рассчитывают в такой последовательности. Задавшись фиксированным коэффициентом усиления каскада (в данном случае /(ф = /Су ), определяют коэффициент включения (6.28) Значение, емкости С выбирают при этом то, которое получилось при расчете на максимальное усиление. Коэффициент включения полагают равным единице. Поскольку значение изменилось, проводимость резистора, шунтирукщего контур в баЛ^й цепи, рассчитывают вновь по формуле Яшна = 2я/иСэ (da - d)-m\gn- (6.29) При указанном выборе параметров двухконтурного каскада его коэффициент усиления равен Кут- Если в результате расчета каскада на максимальное усиление окажется, что KJKyT > 2, от схемы с ОЭ целесообразно перейти к каскодной схеме. Двухконтурный каскад на составном транзисторе рассчитывают по приведенной методике. Параметры составного транзистора определяют по формулам, приведенным в гл. 3. Если и для каскодной схемы условие устойчивости окажется невыполненным, следует перейти к режиму фиксированного усиления с /(ф = /Сус^., где Кусг - коэффициент устойчивого усиления каскада на составном транзисторе. При расчете двухконтурного каскада может оказаться, что вычисленное значение mj > 1. В этом случае полагают Шг = 1 и повторяют вычисления, пользуясь трансформированными формулами, как это указано в примечании к расчету одноконтурного каскада. Расчет коэффициента усиления УПЧ В результате расчета отдельных каскадов должны быть получены следующие данные: - коэффициент усиления промежуточных каскадов /Сок и коэффициент усиления оконечного каскада Кок Для УПЧ с одноконтурными настроенными каскадами и с попарно расстроенными каскада ми; - коэффициент усиления промежуточных каскадов Кпк и коэффициент усиления оконечного каскада /(д„ для УПЧ с двухконтурными каскадами; - коэффициент усиления промежуточного расстроенного каскада /Сок. коэффициент усиления промежуточного каскада, настроенного на промежуточную частоту, /Сок, коэффициент усиления оконечного кас1сада /Сок н (либо Кок н) для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты; - коэффициент усиления промежуточного одноконтурного каскада Кон, коэффициент усиления промежуточного двухконтурного каскада Как и коэффициент усиления оконечного каскада /Сок □ (либо Как н) для УПЧ со смешанной схемой; - коэффициент усиления транзисторного преобразователя частоты Ко ПЧ для приемника с транзисторным преобразователем частоты. Общий коэффициент усиления УПЧ Ков вычисляют по одной из приводимых далее формул в зависимости от принятой схемы усилителя. Число каскадов усилителя п равно числу избирательных систем т в приемниках с диодным смесителем и на единицу меньше т в приемниках с транзисторным преобразователем частоты. Если используется диодный смеситель, значение Копч подставляемое в формулы (6.30) - (6.36), полагают равным единице. Для УПЧ с настроенными одноконтурными каскадами Коа - Коач Кок Кок в- (6.30) Для УПЧ с попарно расстроенными одноконтурными каскадами 0 + 11) (6.31) где lo - параметр расстройки контуров; для получения частотной характеристики УПЧ с максимально плоской вершиной берут значение 1о = 1- Для УПЧ с двухконтурными каскадами Ков - КовчК^к Клк н- (6.32) Для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты. если оконечный каскад настроен на частоту /ц, и (/Сок) (.\+U) (6.33) I (6.34) если оконечным является расстроенный каскад. В формулах (6.33), (6.34) д -- число расстроенных каскадов усилителя; - число настроенных каскадов. Для получения максимально плоской вершины частотной характеристики УПЧ принимают значение о = V3. Для УПЧ со смешанной схемой если оконечный каскад двухконтурный, и (6.35) (6.36) если оконечный каскад одноконтурный. Здесь Пок. дк - число одноконтурных и двухконтурных каскадов усилителя. Если в результате расчета усиление УПЧ окажется меньше требуемого, т. е. Коа < Ков т. то следует увеличить число каскадов и повторить расчет. При увеличении числа каскадов нужно помнить, 280 ЧТО для усилителей с попарно расстроенными каскадами и чередующимися одноконтурными и двухконтурными каскадами т должно быть кратно двум, а для усилителей с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты, - трем. в процессе расчета может оказаться, что при приемлемом с конструктивной точки зрения числе каскадов (п < 10 ... 12) не удается получить требуемый коэффициент усиления. В этом случае рекомендуется перейти к другой схеме УПЧ с большим предельным значением произведения коэффициента усиления на полосу пропускания. Может также оказаться, что условие > К. т выполняется с большим запасом, т. е. усилитель имеет значительное избыточное усиление. Допустимым обычно считают не более чем трехкратное превышение заданного коэффициента усиления. Если это не выполняется, переходят к режиму фиксированного усиления и производят уточненный расчет параметров схемы. Значения фиксированных коэффициентов усиления отдепьных каскадов определяют с помощью соотношений: /Сф = сКок - Д-тя одноконтурных каскадов, /Сф = с/Сд - для двухконтурных каскадов, /Сф = с/Сопч - для транзисторного преобразователя частоты, где /Сон. Сдк. Ко пч - коэффициенты усиления, полученные при первоначальном расчете, с =/С п/о п- Далее вычисления производят по методике расчета каскадов в режиме фиксированного усиления. Рассчитанный усилитель имеет в этом случае коэффициент усиления /Сощ. Расчет элементов контуров Определяют частоты настройки контуров расстроенных каскадов о. = /о (V 1+0,5 з =F 0,5о d ), (6.37) где 1о - параметр расстройки Рассчитывают индуктивность контурных катушек 2,53-10 > (6.38) где /о -- частота настройки контура; /- измеряется в микрогенри, Сэ - в пикофарадах, /о-в килогерцах. Иногда значение Ь„, полученное по выражению (6.38), может оказаться меньше конструктивно осуществимого. Приближенные минимальные значения индуктивностей /. ,! катушек контуров. Которые можно допускать на ра.зличных частотах, приведены в табл. 6.2 [3], Если Lk < Lmin, ТО цслесообразно использовать неполное включение контура не только в цепь базы, но и цепь коллектора. В этом т Таблица 6.2
случае последовательность расчета такова. Определяют максимально допустимую эквивалентную емкость контура В качестве значения эквивалентной емкости контура принимают Находят коэффициент к: (6.401 (6.42) где Сэ - значение эквивалентной емкости, полученное при нерве начальном расчете. Вычисляют уточненные значения коэффициентов включени? т[ = mjK = к, 2 = mjX. По уточненным значениям коэффициентов включения nepec4v тывают проводимости шунтирующих резисторов (если они имеются) по формулам (6.12), (6.25), (6.26). Затем продолжают расчет эле- ментов колебательных контуров. Определяют емкости конденсаторов настройки контуров: С„ = Сэ - mJC - mICu - С„ (6.41) для одноконтурных каскадов, С„х = Сз -mf С„ -С„, для двухконтурных каскадов. Емкость монтажа Cv, принимают равной 3-5 пФ. Для одноконтурных каскадов при трансформаторной межкас- 1 каднон связи вычисляют индуктивность катушки связи L,b = L,.mi/fee\. (6.43) Значением коэффициента kcs задаются а пределах 0,7-0,9. Для двухконтурных каскадов определяют коэ4)фициенты связи и взаимной индуктивности контуров полосовых фильтров fecB = Pdb-М - kcJK. Здесь р - параметр связи контуров. В случае внешнеемкостной связи контуров полосовых фильтров емкость конденсатора связи рассчитывают по формуле Сев - = саСэ, где /св = Pdg. Элементы цепей питания и термостабилизации рассчитывают так же, как и для усилителей радиочастоты. Методика такого расчета приведена в гл. 5. 6;3] РАСЧЕТ УПЧ С ЭЛЕКТРИЧЕСКИМИ ФИЛЬТРАМИ СРЕДОТОЧЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ В условиях, оговоренных в § 1.4, вместо УПЧ с распределенной избирательностью можно использовать УПЧ с фильтром сосредоточенной избирательности (ФСИ). При этом УПЧ содержит каскад с ФСИ, который обеспечивает требуемую избирательность, и ряд апериодических или слабэизбирательных каскадов, создающих необходимое усиление по промежуточной частоте. ФСИ включают на выходе транзисторного преобразователя частоты или на выходе одного из первых каскадов УПЧ, следующих за диодным смесителем. Исходными данными для расчета каскада с электрическим ФСИ являются: - номинальное значение промежуточной частоты / ; - полоса пропускания П; - расстройка, соответствующая соседнему каналу, A/ckI  Рис. 6.2. Элементарное звено фильтра типа 1114. - ослабление сигнала соседнего канала, требуемое от ФСИ, - ослабление сигнала на границе полосы пропускания SCn, -- параметры усилительного транзистора 32. и \ Уили транзисторного смесителя §22пч. Сггпч и !21пч; - входная проводимость и входная емкость Си транзистора следующего каскада. Наибольшее распространение в радиоприемных устройствах получили фильтры типа П!, образованные каскадным включением элементарных звеньев, представленных на рис. 6.2. В теории фильтров в качестве характеристик элементарного звена вводятся частоты среза /; и /2- Для фильтров типа верхняя частота среза /2 сть резонансная частота параллельного контура, образованного индуктивностью 2L2 и емкостью С2/2. Если к этому контуру дополнительно подключить емкость 2Ci, то резонансная частота полученного контура будет равна нижней частоте среза Д. При заданном номинальном характеристическом сопротивлении фильтра все элементы звена однозначно выражаются через частоты среза: Ll 0 = (/2 - и)М^г> Сг 0 = (/2 -/.).. (6.44) C,lFo = (/i + /2)/4n/i/2. Таким образом, расчет ФСИ должен сводиться к нахождению Частот среза и числа элементарных звеньев, при которых фильтр удовлетворяет предъявленным к нему требованиям. 1 ... 11 12 13 14 15 16 17 ... 25 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||