|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 10 11 12 13 14 15 16 ... 25 12. Коэффициент усиления по номинальной мощности в режиме согласования (5.87) (1810-=) iSP иом с 4.5,56.10--0,86-10-3 - 17. Б.З. МАЛОШУМЯЩИЕ УСИЛИТЕЛИ СВЧ Наиболее важными электрическими параметрами малошумятд. го усилителя (МШУ) СВЧ являются коэффициент шума Л/у или шумовая температура Тщу, коэффициент усиления мощности Крму и относительная полоса пропускания Пиу ср, где /ср - средняя частота полосы пропускания П^у. Другими характеристиками, которые учитывают при определении возможности и целесообразности использования МШУ, являются: мощность насыщения по входу нас. при которой амплитуднзя характеристика МШУ становится нелинейной; стабильность параметров при воздействии различных дестабилизирующих факторов (например, изменение температуры окружающей среды оцр), масса и габаритные размеры МШУ, включая источник его питания. Из известных в настоящее время МШУ СВЧ наиболее широкое применение, особенно в СВЧ ИС, получают пол у п р о вод н и ков ые параметрические усилители (ППУ) и усилители на чранзисторах (УТР). Распространенными МШУ СВЧ являются также усилители на туннельном диоде (УТД) и на лампе бегущей волны (ЛБВ). Самыми малошумящими усилителями СВЧ являются мазеры - квантовые парамагнитные усилители. Их рабочая температура обычно равна температуре жидкого гелия ( 4К), поэтому в состав мазера входит криогенная система охлаждения, имеющая большие габаритные размеры и массу, или криостат, периодически заливаемый жидким гелием. В связи с этим мазеры имеют единичные применения в уникальных радиоприемных системах: в наземных пунктах космической радиосвязи и крупных радиотелескопах. ППУ является самым малошумящим усилителем среди всех известных неохлаждаемых МШУ. Его шумовая температура лежит в пределах от десятков (дециметровые волны) до нескольких сот (сантиметровые волны) градусов Кельвина. При глубоком охлаждении уровень шумов ППУ существенно уменьшается и может быть сделай почти столь же низким, как и в мазерах. Полоса пропускания ППУ Ппу ср обычно составляет единицы процентов, но с помощью специальных мер может быть расширена до 10-15%. Мощность насыщения Р = 1 ... 10 мкВт. Благодаря значительному эффекту снижения общего коэффициента шума приемника ППУ применяют иа всех волнах диапазона СВЧ Вместе с тем следует,: учитывать, что большинство разновидностей ППУ является регенеративными усилителями, требующими специальных мер для обеспечения стабильности параметров в различных условиях работы. Кроме того, ППУ нуждается во вспомогательном генераторе СВЧ - генераторе накачки.  УТР является миниатюрным широкополосным нерегенеративным усилителем, питаемым только от источников постоянного тока, чем выгодно отличается от ППУ. По шумовым параметрам, а также по возможности его реализации для работы в коротковолновой части диапазона СВЧ УТР значительно уступает ППУ. Коэффициент шума УТР на частотах 2-3 ГГц равен 4-6 дБ и возрастает с увеличением частоты. Поэтому в настоящее время УТР применяют в основном на волнах X > 10 см, где они успешно вытесняют УТД и ЛБВ. Вопросы расчета и проектирования УТР рассмотрены в предыдущих разделах, а также в [141. УТД представляет собой миниатюрный регенеративный усилитель с отрицательным сопротивленне.м, питаемый от низковольтного источника постоянного тока. Параметры усилительных туннельных диодов позволяют со.здавать малошумящие УТД в диапазонах волн ?о>2 см с коэффициентом шума Л/у^.д = 4...7 дБ и относительной полосой пропускания Пу.гд со от единиц до 10-20%. Из перечисленных типов МШУ УТД обладает наименьшей мощностью насыщения (порядка 0,1 мкВт) и наименьшей устойчивостью к перегрузкам СВЧ мощностью. По коэффициенту шума на волнах ?,>10см УТД не превосходит УТР и уступает ему по другим показателям. На волнах < 10 см коэффициент шума УТД на 1-2 дБ меньше коэффициента шума малошумящих смесителей, однако лучшие из последних имеют одинаковый с УТД коэффициент шума. По некоторым другим показателям УТД тоже уступает смесителю. Поэтому по мере продвижения УТР в более коротковолновые диапазоны СВЧ и все более широкого использования современных малошумящих смесителей на диодах с барьером Шоттки применение УТД становится более ограниченным. Их используют главным образом на сантиметровых волнах (где еще нет малошумящих УТР) в тех случаях, когда необходимо малошумящее усиление СВЧ сигналов в широкой полосе частот без прсобра.зования последних в следующем за УТД каскаде, например в приемниках прямого усиления, во входных, каскадах модулей фазированной антенной решетки с обработкой принимаемого сигнала на СВЧ. Вопросы расчета и проектирования УТД рассматриваются в [14, 17, 19]. В отличие от рассмотренных твердотельных МШУ, ЛБВ является электровакуумным усилителем, использующим для фокусировки электронного луча магнитное поле (как правило, постоянного магнита) и питающие напряжения от нескольких сот вольт (сантиметровые волны) до 2000 - 3000 В (миллиметровые волны). Масса такого Л\ШУ с источником питания (от 4-8 до 10-15 кг) и его габаритные размеры существенно больше, чем у полупроводниковых МШУ. Коэффициент шума ЛБВ сантиметровых волн равен 5- 10 дБ и незначительно меньше, чем у малошумящих смесителей. Отличительная особенность ЛБВ - широкая полоса пропускания (20-60%), высокая стабильность параметров (за исключением фазовой стабильности) вследствие нерегенеративного характера усиления и высокая устойчивость к перегрузкам СВЧ мощностью. Для создания миниатюрных СВЧ радиоприемников ЛБВ обычно не ис- пользуют. Свойства и параметры малошумящих ЛБВ описаны в [171. 5.4. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДАХ В настоящее время из всех разновидностей параметрических усилителей и преобразователей в диапазоне СВЧ в силу ряда достоинств применяют в основном так называемые двухчастотные регенеративные ППУ. В этих ППУ наряду с частотой накачки / д^, . возбуждаемой вспомогательным генератором накачки, используют две рабочие частоты: сигнальную Д и холостую /х =/на - Д, возникающую в процессе усиления. Последняя получила свое название из-за того, что колебания этой частоты существуют только в  Следующий каскад Рис. 5.23. Схема включения регенеративного ППУ, работающего на отражение, в тракт сигнала с помощью циркулятора. так называемом холостом колебательном контуре усилителя и отсутствуют во входном и выходном сигналах ППУ. Активным элементом ППУ, с помощью которого осуществляется усиление сигнала, является нелинейная емкость перехода С^ер { ) полупроводникового диода, которая зависит от приложенного напряжениям. В двухчастотном ППУ передача энергии накачки сигна-jy с помощью емкости Сцр (и) происходит в форме внесения ею отрицательного сопротивления в контур сигнала, что и обусловливает регенеративный характер процесса усиления. ППУ работает на отражение с общим входом и выходом и использует поэтому ферритовый циркулятор (см. § 4.4) для разделения входного и выходного сигналов (рис. 5.23). Входной сигнал подводимый через циркулятор к ППУ в виде падающей волны напряжения, возбуждает отраженную волну сигнала Р^ вых, мощность которой в результате усиления превышает мощность падающей в Кр пу = Рс ьыРс вх раз. В зависимости от соотношения частот и /с различают два вида двухчастотных ППУ: двухконтурный (ДПУ) и одноконтурный (ОПУ). В ДПУ частоты /х и значительно отличаются так что для их выделения в нем имеются отдельные контуры, причем холостой контур не имеет связи с входом - выходом усилителя. ОПУ является частным случаем ДПУ, у которого /с, т. е. / ак 2/с- Поэтому в ОПУ для обеих частот и поскольку они близки, имеется один общий контур, и, следовательно, в выходном сигнале ОПУ содержатся колебания как частоты /с, так и f. Другими словами, спектр выходного сигнала ОПУ существенно отличается 246 от входного и представляет собой два спектра, расположенных зеркально-симметрично относительно частоты /нак^2 [19, 201. Из-за указанных особенностей ОПУ применяют главным образом в радиометрических приемниках шумового сигнала в так называемом двухполосном (или радиометрическом) режиме приема, когда шумовой сигнал поступает на вход усилителя в двух частотных полосах, расположенных в окрестности частот /со и /хо- При этом следует учитывать, что из-за искажения спектра входного сигнала чувствительность радиометра с ОПУ ухудшается в V2 раз по сравнению со случаем использования линейного усилителя, имеющего такие же коэффициенты шума и полосу пропускания, но не искажающим спектр [20]. Параметрические диоды Полупроводниковый параметрический диод работает в ППУ в большинстве случаев при отрицательном смещении (L ). Параметрические диоды, как и другие типы диодов, бывают корпусными и бескорпусными. В первых полупроводниковая структура помещена в герметичный (обычно керамический) корпус, имеющий метал- Рис. 5.24. Пример конструкции бескорпусного диода и его соединения с микрополосковой линией: / - за1дит[1ый покров из смолы; г -пленка in золота; 3 - полосковый проводник МПЛ; 4 - подложка; 5 - керамическое основание диода; 6 - проволочный вывод; 7 - полупроводниковая структура.  ж Рис. 5.25. Эквивалентная схема параметрического диода. лические выводы (штырь, фланец), с помощью которых диод включают в ППУ (ркс. 4.35). В бескорпусных диодах, предназначенных для СВЧ ИС, полупроводниковая структура либо монтируется на керамическом основании, имеющем контактные площадки (выводы), с помощью которых диод припаивают к микрополосковым линиям (рис. 5.24), либо она 1!меет балочные выводы (диод с балочными выводами) для непосредственного соединения с МПЛ путем припайки или приварки (рис. 7.14). По своей структуре диоды разделяются на диоды с р- -переходом и диоды с контактом металл - полупроводник, называемые диодами с барьером Шоттки (ДБШ) [17]. Эквивалентная схема параметрического диода (рис. 5.25). состоит из нелинейной емкости полупроводниковой структуры Сцер( ). эквивалентного последо- Таблица Б.{
Примечания: I. Значения С {u) указаны для u = о В, за исключением дио-доп типа 1А404В -Е, для которых С = - 5 В. п типа IA408A. для которых 0= -10В. 2. Значения Т(С/) указаны для (/= -6В, за исключением диодов типа 1А404В -Ё для которых и=-ЬВ, и типа IA408A, дпя которых (У=-ЮВ. 3. В таблице обозначены через Рр и - максимально допустимые рзссеинземая непрерывная и импульсная падающая мощности соответственно; И/вч- максимально допустимая энергия пнка (короткого импульса). вательного сопротивления потерь гц д, включающего все потери рассеяния (поглощения) в диоде, и эквивалентных реактивных параметров корпуса (держателя) диода: последовательной индуктивности вводов Ln c и конструктивной емкости корпуса С, , . Характерные значения последних для миниатюрных корпусных диодов лежат в пределах; L, = 0,2 ... 2 нГ, С„ = 0,1 ... 0,4 пФ. Основными параметрами параметрических диодов являются: емкость перехода (или контакта металл - полупроводник в ДБШ) при нулевом Спер (0) стоянная времени, равная т (Uq) обратное напряжение U p рр. или отрицательном С^ер (t/o. смещениях, по-Uq), и нормируемое Последнее представляет собой максимально допустимое постоянное обратное (отрицательное) напряжение на диоде, при котором обратный ток не превышает заданной величины, и характеризует его электрическую прочность наряду с максимально допустимыми уровнями импульсной и непрерывной СВЧ мощности. Например, серийно выпускаемые параметрические диоды из германия (Ge) и арсенида галлия (CaAs) для ППУ сантиме-.тровых волн имеют t/ opMoCp>4 ...20 В, С„еп (t/o) 0,05 ... 0,5 пФ. т((Уо)<0,3 ... 1,5 ПС при t/g = - (2 ... 10 В). У диодов, предназначенных для работы на более длинных волнах, значения этих . параметров больше. Параметры некоторых арсенидогаллиевых и германиевых параметрических диодов приведены в табл. 5.1 [22, 23Ь 248 Зависимость нелинейной емкости диода от приложенного напря-л<ения и и отношение емкостей при двух различных напряжениях выражаются формулами - пер фк + Ц2 фк+ 1 (5.88) где q - заряд нелинейной емкости; и - отрицательное напряжение (при положительном и перед ним в формуле (5.88) следует ставить знак минус); Фн - контактная разность потенциалов полупроводниковой структуры. Для германия ф„ 0,2 ... 0,3 В; для арсенида галлия Фк 1 ... 1,2 В. Величина показателя п зависит от типа перехода и характера распределения примесей в р-л-переходе: для переходов с плавным распределением (плавный переход) п = 3, у диодов с резким распределением (резкий перемд) и у ДБШ л = 2. В ППУ нелинейная емкость находится под напряжением и = = (7о - н (0. где (7о - отрицательное смещение, и„ (i) - СВЧ напряжение накачки, В результате емкость С^ер (и) становится переменной во времени Сцр (О (рис. 5.26). Рассмотрим параметры такой переменной емкости в предположении, что ток накачки синусоидален. При этом напряжение на ней будет иесинусоидальной формы. Поэтому в инженерной теории ППУ удобней пользоваться ие значением емкости С^ер (О- а ее обратной величиной 5 = Ь'Спер. называемой жесткостью диода. Основным параметром переменной жесткости S {() является ее коэффициент модуляции мол = S,/So, (5.8) определяемый как отношение амплитуды первой гармоники Si разложения функции S (t) в ряде Фурье к ее постоянной составляю- щей S . В рассматриваемом режиме накачки синусоидальным током жесткость диодов с резким переходом оказывается чисто синуср; идальной величиной S (/) 1/Спер (/) = 5о + S, cos а) а„ / = = So (1 + cos 0) а,/)- (5.00) Численные расчеты показывают, что величина So = 1/Со превышает жесткость диода при выключенной накачке So (0 ) 5/Cnep(t/o) приблизительно на 5%, поэтому для дальнейших расг,: четов можно принять Со С„ер (f/o)- (5-9?) Важнейшим обоби1енным параметром диода, от которого зависят, все характеристики ППУ, является критическая часюта диода ли о). (5.92) /нр = Имод5о/4л/-п„с ~ мод^пос^пер Можно показать, что частота / р представляет собой такую частоту сигнала, иа которой отрицательное сопротивление, вносимое- диодом в контур ОПУ, равно г^, т. е. частоту, на которой усиление становится равным единице. Режим накачки диода выбирают таким, чтобы получить максимально возможные значения т„од и /,;р. Это происходит тогда когда результирующее напряжение на емкости С„, (и) в отрицательный полупериод накачки достигает величины нормируемого обрат-  Рис. 5.26. Эквивалентная схема полупроводниковой структуры параметриче-. ского диода (а) и иллюстрация режимов накачки без захода (Ывак(0 - оунк-тир) и с заходом в область положительных напряжений (б): /( ) -вольт-амперная характеристика. Спер ср - средняя емкость при воздействии накачки. ного напряжения f/ opm o6d> в положительный пол у пер иод- нуля или даже некоторой положительной величины (У+ (рис. 5.26). Работа с заходом в область положительных напряжений не всегда допустима [17, 191, поэтому для дальнейших расчетов примем, что напряжение на емкости при накачке меняется от = О до -тах thopm обр- Требуемое рабочее напряжение смещения, при котором обеспечивается такой режим смещения, для диода с /г = 2 рассчитывают по формуле t/o = (3/8) Унорм обр + (1/4) ф„ (Kl + f/ворм обр/Фи - О- (5:93) Для диода с плавным переходом (п = 3} можно принять Uq и норм обр Динамические параметры диода и / р, связанные с воздей-ствем накачки, можно рассчитать через его статические параметры С^о). Фк и напряжения смещения Uf, и нормируемого обратного нормобр- Величины Cn,p(t/o) и т (t/o) =/- осСпер (t/o) при ра-250  бочем смещении рассчитывают по второй формуле (5.88), если известны значения Сдер и т при любом другом смещении. Для диодов с резким переходом максимальные значения этих параметров (соответствующие режиму накачки, при котором Umto = О' тах = 4od.v обр) Определяют по формулам: = (/1 +нормоОр/Фк- 1)/(/1+/нормобр/Фн+ 1), (5.94) оры обр/Гк- 1 обр/Тн т мод 8ят((У„)У1+Ь' /ф„ 8лт(0) (5 95) Напряжения Uo и Lhopm обр подставляются в формулы со знаком плюс. В указанном режиме накачки для д)юдов с плавным переходом 1/2,5(1 + 2фй/(7вормобр). (5.96) т мод (5.97) Отсюда видно, что у диодов с л = 3 обычно т„од < 0,4, в то время как у диодов
S 10 15 20 25 30 Oo/ips с л = 2 величина 0,6. т. е. приблизительно в Рис. 5.27. Зависимость коэффициента q от (Уо/фк для диодов с п=2 (кривая 1) и n-i (кривая 2). 1,5 раза больше. Критическая частота у различных диодов лежит в пределах 25-200 ГГц. Мощность накачки, подводимая к диоду для модуляции его емкости, рассеивается в сопротивлении Лп с из-за протекания через него тока накачки. В рассматриваемом режиме синусоидального тока накачки необходимая мощность накачки равна Рнак д = а), С„,р (f/ ) т (f/o) (iio + Фк) </, (5.98) где Юнак = 2л/ ак. t/o - рзбочее напряжение смещения (подставляется в формулу со знаком плюс); q - коэффициент, определяемый по рнс. 5.27. Мощность накачки Рна к, подводимая ко входу накачки ППУ, обычно заметно выше мощности накачки Р„акд, рассеиваемой в диоде и рассчитываемой по формуле (5.98). Это обусловлено неизбежными дополнительными потерями мощности накачки в реальном ППУ: потерями в проводниках и контактных соединениях ППУ, а также некоторой утечкой мощности накачки в тракт источника сигнала (например, антенны). Эти потери можно учесть с помощью поправочного коэффициента в виде Рнак = *нак^наи Д, (5.98а) нак ~ Ь5 ... 2,5, . причем * ак = 1,5 используется при /нак < 10 ГГц, а йнак = 2,5 при > 50 ГГц. Величина нак при промежуточных частотах накачки определяется интерполяцией. Двухконтурный ППУ (ДПУ) ДПУ представляет собой СВЧ устройство, содержащее резонансные контуры, обязательным общим элементом которых является нелинейная емкость диода (рис. 5.28). В ДПУ поддерживаются СВЧ колебания трех частот: сигнала ©с, накачки сонак и разностной, или холостой частоты СО = (Онак - с- Показанные на рис. 5.28 элементы Фс. Фх и Фнак представляют собой условные идеальные фильтры, пропускающие только частоты ©с, х, Юнак, а элементы Гс, Гнак - реактивные четырехполюсники, включающие в себя реактивности диода (Z-noc, С„он) и резо- Цепь Uc Цепь  Рис. 5.28. Эквивалентные схемы ДПУ (а) и его сигнального контура (б): 2. (- - эквивалентные схемы соответственно полупроводниковой структуры диода (при воздействии накачки) и внешней во отноше]н1ю к ней цепн контура сигнала. нансного контура, а также трансформирующие элементы для связи с источниками сигнала (бс, Rc) и накачки (е„ак, /?нан) соогветственно. Кроме того, там обозначены: Х^, - эквивалентные реактивные сопротивления цепей сигнала и холостой частоты, внешних по отношению к полупроводниковой структуре диода; е /?, - 3. д. с. и сопротивление источника сигнала е^, Rc, траисформиро- ванные четырехполюсником Гс к клеммам полупроводниковой структуры диода. Сопротивление г„г, представляет собой эквивалентное сопротивление потерь диода с учетом потерь в элементах конструкции ДПУ (потери в проводниках и контактных соединениях, потери на излучение). Для расчетов параметров ДПУ следует при- ; нять Гп с э /гпо,- = Гд/т = fee. где fee - 1,1 1,3, причем нижний предел соответствует/ < 10 ГГц, верхний - /с > 50 ГГц. В микрополосковых ППУ для указанных частотных пределов этот коэффи-. циент. можно принять равным fee = 2 ... 3. Цепь накачки служит для подведения к емкости диода Спер ( ) мощности накачки и обеспечения эффективной модуляции емкости, а тем самым и для получения максимального коэффициента Отмод-Эта цепь содержит настроечные элементы для компенсации реак тивных сопротивлений эквивалентной схемы диода на частоте < нан И для согласования активных .сопротивлений диода Лпоо 252. И генератора накачки /?нав- При расчете характеристик ДПУ цепи лакачки и подачи смещения на диод во многих случаях можно не учитывать, если заменить нелинейную емкость Спер ( ) переменной С^,р (t) в соответствии с формулой (5.90). Как следует из теории, процесс преобразования энергии накачки в энергию сигнала с помощью переменной емкости Спер (О эквивалентен внесению в контур сигнала импеданса \-Rib - - jXiB+ l/jcooCol, имеющего* отрицательную активнуючасть Rb-Поэтому в эквивалентной схеме контура сигнала (рис. 5.28,6) емкость Спер (О можно заменить тим импедансом. Обязательным условием внесения отрицательного сопротивления /?i в и, следовательно, появления усиления сигнала является существование колебаний холостой частоты сох (т. е. наличие холостого контура) и поглощение их мощности в соответствующей нагрузке. Холостой контур должен быть изолирован от внешних по отношению к нему цепей и не должен содержать другого активного сопротивления нагрузки, кроме' / цое э (рис. 5.28, а). В этом случае коэффициент шума ДПУ минимален, вследствие чего такая схема ДПУ используется чаще всего. Сигнальная цепь содержит реактивные элементы для получения резонанса в контуре сигнала сос и элементы связи, трансформирующие сопротивление источника сигнала Rc ~ W (т. е. волновое сопротивление линии передачи плеча 2 циркулятора) до величины R, (рис. 5.28, б). Последняя определяет коэффициент усиления мощности ДПУ Кр ау = Рсотр/Рсаал- СвЯЗЬ МСЖДу ВелИЧИНОЙ /?,. требуемым усилением на резонансной частоте /со и параметрами диода выражается соотношением (5.99) иосэ \ Кр\\\ - 1 где А - tux/oc! Q - динамическая добротность диода, равная iiwii I /кр 2- (Ос иос Q (5.100) Здесь / р 9 - критическая частота диода в рабочем режиме накачки с учетом потерь в конструкции усилителя. Динамическая добротность диода Q является важнейшим параметром ППУ, от которо-12 зависят все его характеристики. На сантиметровых волнах Q = 2 ... 20, на миллиметровых Q 0.5 ... 3 Отношение р, = /?i/rnoc а называют холодным коэффициентом стоячей волны (КСВ) ППУ, который измеряют на входе последнего ез циркулятора при выключенной накачке и настройке сигналь-*ого контура в резонанс. При практической разработке ППУ, под- При резонансе в холостом контуре сопрогивлениё Ххв = 0.  Рис. 5.29. Зависимость от 1/Q коэффициента шума ДПУ при А = const (---) Н при А = Лопт (---), а также ОПУ при однополосном (---) и двухполосном (----) приеме при идеальном циркуляторе, Крпу-* <х>, Тд = То=290 К. бирая связь контура сигнала с цепью источника сигнала т. е. с циркулятором, получа-=?* ют рассчитанный по формуле .(5.99) холодный КСВ, что и обеспечивает заданный коэффициент усиления Кр при включении генератора накачки. Используемые на практике значения Крау лежат в пределах 13-18 дБ. При большем усилении труд, но получить стабильную работу ППУ в реальных уело-вия.х эксплуатации. Шумовая температура и коэффициент шума ДПУ. Эти параметры на резонансной частоте при выбранных значениях Крау ч отношения частот А всецело определяются величиной Q и при идеальном циркуляторе без потерь равны (рис. 5.29): А&-А) (5.101) где Гд - физическая температура диода в К, Го == 290 К. С другой стороны, для заданной величины Q (при Крпу = const) существует такое оптимальное отношение частот Ло при котором величина Гпу достигает минимально возможного значения и равна 2(1-1Р„у)/ ч 2 Оптимальное отношение частот Л^ц^ соответствующая ему оптимальная частота накачки равны опт .=/с(1+опт)= МЛ. (5.103) Оптимальные частоты обьтно и выбирают в качестве рабочих частот ДПУ. Однако при Q 1 частота пт оказывается очень высокой и поэтому практически трудно реализуемой. В таких случаях выбирают /ик раб < /как опт. поскольку зависимость 254 f {А) имеет при Q > 1 тупой минимум, что подтверждается также рнс. 5.29: некоторое отклонение А от Лод^ не приводит к зна-цительному возрастанию Л^ду по сравнению с Л^пу min- Коэффициент шума ППУ с учетом потерь реального циркулятора между плечами 1-2 (Lj) и 2-5 (L23) равен Л^пу ц = /-таЛ'пу + /-12 (L23 - \)1Кр пу LiaiVny, (5.104) где N-ay и Кр пу - коэффициенты шума и усиления ППУ с идеальным циркулятором без потерь, а потери La -гз и обычно не превышают 1 дБ. Полоса пропускания ДПУ. Ее величина Ппу зависит как от параметров диода т^од, Q и выбранного отношения частот А = = (ОхЮс. так и в значительной степени от добротности (полос пропускания) сигнального и холостого контуров. Последние, в свою очередь, определяются крутизной частотной зависимости суммарных реактивных сопротивлений эгпх контуров X-z = Х^~ l/coeCo и Ххх = - 1/сохСо (рис. 5.29) на соответствующих резонансных частотах сосо и coxo- Эту крутизну удобно характеризовать так называемыми коэффициентами включения емкости диода в контур m,j no, вкл х а тех же частотах сооо и хо соответственно. Количественно коэффициент включения определяют как отношение производных по частоте, взятых от суммарного реактивного сопротивления простейшего контура, содержащего емкость диода С и сосредоточенную индуктивность, и реального контура ППУ, причем обе производные вычисляют на одной и той же резонансной частоте Шо (сигнальной или холостой) [19, 20]: (5.105) 6>=0вв Более наглядным является энергетическое представление т^нд как отношение энергии электрического поля Wc, запасенной в емкости Сд, к полной энергии электрического поля в контуре Wc + + W : = Wcl{Wc + Wk) = Co/(Co + C,), (5.106) где IF -электрическая энергия, запасенная в эквивалентной емкости Сг, части контура (резонатора), внешней по отношению к Со. На рис. 5.28 указанной части контура соответствуют реактивные сопротивления Х^ и Ху. Методы расчета т^кай х на основе энергетического определения коэффициента включения рассмотрены в [20]. Максимальный коэффициент включения Швкл = 1 может быть Только в одиночном простейшем .С-контуре на сосредоточенных элементах, содержащем индуктивность и емкость, во всех остальных случаях /Пцкл < 1- В ДПУ колебательная система всегда бо- ее или менее сложная, поскольку она должна иметь две резонансные частоты: соео Поэтому в ней всегда ш^кл о,х < 1- Как т следует из теории [20], в такой системе существует теоретический предел для т^нл с.х. равный т^пп с + т^кл х < 1- При т^ + + екл x - 1 коэффициенты включения и реактивные цепи (кон туры), в которых это обеспечивается, называются оптимальными Для получения максимальной полосы пропускания при проек тировании колебательной системы ДПУ стремятся сделать коэффи циеиты включения т^.д с,х возможно большими, что, как прави ло, является не простой задачей. Обычно на практике тд о х = = 0,1 ...0,5. Относительная полоса пропускания ДПУ по уровню 3 дБ при большом резонансном усилении (УКрпу 1) и простейшей колебательной системе, не содержащей компенсирующих реактивностей и фильтров для расширения полосы, равна П У - . (5.107) При оптимальных т  вкл о x полоса пропускания будет максимально воз.можной для заданных значений /77, д, Q, А и равной uyn>JIco==m oAHQ-A)/YKyQ{Q+Ar, (5.108) при этом вклс ,= (l+QM3/2)-S вкл x опт-(1+4*/Q)- (5.1 Для расширения полосы пропускания ППУ используют компе сирующие реактивные элементы и фильтры, позволяющие увеличи полосу П„у до 3-4 раз. Методы такого расширения описаны в [1 19, 201. Для этих же целей иногда используют каскадное соединен нескольких одинаковых ППУ (каскадов), работающих при малом коэффициенте усиления Кр пу и имеющих поэтому более широкую полосу пропускания. Общий же коэффициент усиления каскадной схемы равен прои;!ведению коэффициентов усиления отдельных каскадов. Конструкции ППУ. По используемому типу линии передачи различают коаксиальио-волноподиые, полосковые и микрополосковые ППУ. В первых в цепи накачки используют волноводиые элементы, а сигнальный и холостой контуры обычно строят на коаксиальных элементах. Для настройки контуров в резонанс применяют настроечные элементы: волповодные и коаксиальные короткозамы-кающие плунжеры, настроечные винты и прокладки. Для получения максимальной полосы пропускания, т. е. максимальных коэффициен- тов включения емкости диода /п вил с, x в холостой И сигнальный контуры, запас электрической энергии в отрезках линии передачи, образующих колебательную систему (резонаторы), должен быть минимальным. Это означает, что резонаторы, образующие холостой и сигнальный контуры, должны иметь простую структуру (минимальное число отрезков линий) и минимальный электродинамический объем (минимальную длину образующих их отрезков линий). 256  Пример конструкции коаксиально-волноводного ДПУ, использующего корпусной параметрический диод, подобный изображенному на рис. 4.35, а, приведен на рис. 5.30. Эта конструкция ДПУ (циркулятор не показан) в значительной степени соответствует эквивалентной схе.ме рис. 5.28, а и отличается от нее только тем, что контур сигнала (все коаксиальные элементы, начиная с трансформатора 4) полностью включает в себя элементы, образующие холостой контур (коаксиальные элементы ниже режекторного фильтра 6). Поэтому сначала настраивают холостой контур плунжером /, затем сигнальный трансформатором 4. Эти контуры изолированы от Рис. 5,30. Козксиально-волноводная конструкция ДПУ сантиметрового диапазона волн; / - коаксиальный короткозамыкающий плунжер для настройки холостого контура; 2 - волноводный плунжер для настройки цепи накачки; 3 - коаксиальный вход - выход сигнала; 4 - подвижный трансформатор импедансов для настройки сигнальной цепн, 5, в - радиальные ре-жекториые фильтры (четвертьволновые ко-роткозамкнутые отрезки радиальной линии) для изоляции соответственно цепи накачки н холостого контура от цепи сиг-вала; 7 - волновод накачки с согласующим ступенчатым трансформатором импедансов; 8 - параметрический диод. цепи накачки благодаря тому, что колебания частот /о и не могут распространяться по волноводу накачки из-за запредельности последнего для этих частот (критическая частота волновода накачки выше /о и fJ. Примеры других коаксиально-волноводиых конструкции ДПУ приведены в [2, 14, 17, 19, 20]. Рассмотрим топологическую схему полоскового Или микрополоскового ДПУ (рис. 5.31). Она представляет собой совокупность отрезков полосковой линии, образующую вместе с параметрическим диодом колебательную систему, включающую в себя цепи сигнала, накачки и холостой частоты, а также элементы для развязки этих цепей между собой. Конденсатор / служит для разрыва линии по постоянному току (по цепи смещения t/o) и короткого замыкания для токов СВЧ. Требуемую степень связи диода с источником сигнала [требуемый холодный КСВ по формуле (5.99)1 получают с помощью трансформатора 2. При последовательном включении диода в МПЛ один из его выводов соединяют с заземленной пластиной короткозамкиутым шлейфом 7, чтобы замкнуть цепь напряжения смещения. В некоторых случаях предусматривают элементы для подстройки холостого и сигнального контуров в резонанс. Основными же способами нх настройки после изготовления являются подбор напряжения смещения на диоде и подстройка частоты накачки для получения частоты = /нав - /с. равной резонансной частоте холо- 9 3 . 898 25Г стого контура. Число отрезков полосковой линии и их длина должны быть минимальными для получения максимальных значений г^вы с х- Наибольшая полоса пропускания ДПУ, не имеющего специальных элементов для ее расширения, достигается при использовании в качестве холостого контура последовательного резо-  Рис. 5 31. Примеры топологических схем микрополоскового ДПУ с последовательным (о) и с параллельным (б) включением диода в МПЛ: / - блокировочный СВЧ конденсатор с сосредоточенной емкостью; 2 - двух-четвертьволноьый трансформатор; 3 - ии-жоомный и Еысокоомиый отрезки МПЛ, обеспечивающие развязку неп сигнала от цепи смешения Uo; 4-реактивный шлейф для согласования входного импеданса цепи накачки с подводящей МПЛ; 5 - полоснопропу-скаюший фильтр на частоту иакачки; 6 - бескорпусный диод типа рнс, b.2t: 7 - короткозамкнутый шлейф; S - корпусной параметрический диод типа рис. 4.35, И; 9 - микрополосковый циркулятор; 10 - микрополосковый генератор иакачки на лавинно-пролетном диоде; /; - вход питания генератора накачки, нансного контура, образованного индуктивностью вводов Lnoo и емкостью С, параметрического диода (рнс. 5.25). При этом холостой контур полностью реализуется на реактивных элементах эквивалентной схемы диода, которые в большинстве случаев являются сосредоточенными. Последнее и обеспечивает максимальный коэффициент включения т^кл х, так как в контурах, использующих распределенные реактивные элементы (отрезки линии передачи), коэффициент включения емкости диода всегда меньше. Кроме того, использование такого последовательного резонансного контура в качестве холостого одновременно обеспечивает также его развязку от цепей сигнала и накачки без каких-либо специальных режектор-ных фильтров, так как на зажимах этого контура напряжение холостой частоты близко к нулю. Для замыкания токов холостой частоты в последовательном контуре диода к последнему подключают замкнутый полуволновый (Лх/2) илн разомкнутый четвертьволновый (Лх/4) отрезок линии в зависимости от того, требуется или не требуется с его помощью создать короткое замыкание по постоянному току (по напряжению смещения (У ). Рассматриваемый холостой контур, состоящий из индуктивности вводов Lnoe и постоянной составляющей емкости диода С, а также из короткозамкнутого полуволнового (рис. 5.31, а) или разомкнутого четвертьволнового (рис. 5.31, 6) шлейфа, как и в коаксиально-волноводном ДПУ (рис. 5.30), является составной частью сигнального контура. В последний входят также емкость корпуса диода С^ои (если она имеется) и высокоомный отрезок МПЛ, выполняющий роль настроечной индуктивности для получения резонанса на частоте сигнала. Параметры диода стремятся подобрать такими, чтобы длина индуктивного отрезка на частоте накачки была близка к Л„а„,/4 или 3A ,h/4. Это предотвращает заметную утечку мощности накачки в цепь источника сигнала, поскольку входной со стороны диода импеданс индуктивного отрезка (нагруженного на малое сопротивление низ-коомиого трансформатора импедансов цепи сигнала) будет на частоте накачки большим. Описанный способ настройки сигнального контура в резонанс и предотвращения утечки мощности накачки в цепь источника сигнала с помощью индуктивного отрезка МПЛ длиной ~ Л„; ,/4 не всегда удается использовать. При другом способе решения этой же задачи (рис. 5.32) вместо индуктивного отрезка МПЛ применяют разомкнутый шлейф который включают параллельно линии, соединяющей циркулятор с диодом. Длину такого настроечного шлейфа и его местоположение относительно диода подбирают такими, чтобы на частоте fo скомпенсировать реактивную проводимость контура сигнала (настроить его в резонанс) и получить при этом необходимый холодный КСВ pi = /?i - oc э- К тому же отрезку МПЛ между циркулятором и диодом подключают еще один разомкнутый шлейф длиной Лнак/4 для предотвращения утечки мощности накачки в цепь источника сигнала. Частота накачки подводится к диоду через полосно-пропускающий фильтр (ППФ), расчет которого дан в §4.4. Его полоса заграждения выбирается такой, чтобы частоты /с и /х попали в нее. В результате ППФ обеспечивает развязку холостого и сигнального контуров от цепи накачки. Если используемый генератор накачки имеет волноводиый выход СВЧ энергии (что обычно бывает при /нак > 30 ГГц), ППФ в цепи накачки не требуется, поскольку, как и в коаксиально-волноводном ППУ, волновод накачки выбирают запредельным для частот и f. При этом связь микрополоскового ППУ с генератором накачки осуществляют с помощью согласован-9 259 ного волноводно-мякрополоскового перехода того или иного вида (рис. 5.32) 114, 18]. Пример 5.5. Требуется рассчитать и спроектировать неохлаж-даемый мнкрополосковый ДПУ 3-см диапазона волн (рис. 5.32). Исходные данные: коэффициент шума ЛТдуц^ 3 дБ, резонансный коэффициент усиления/Ср пу ц = 15 дБ (включая потери в цир-  uiljs: ii. !! I в д  Рис. 5.32. Микрополосковая плата ДПУ с пятиплечным циркулятором; / - У-цнркуляторы; 2 - согласованные нагрузки в виде плеиочных резисторов; 3 - блокировочный СВЧ конденсатор; 4 - режекторный фильтр в цепи подачи смещения на разомкнутых четвертьволновых шлейфах: 5 - режектирующий разомкнутый шлейф на частоту накачки; 5 - разомкнутый четвертьволновый шлейф для замыкания последовательного холостого контура на реактивных элементах диода; 7 - параметрический диод! S - цилиндрический штырь - зонд связи с волноводом накачки; 9 - волноводно-микро-полосковый переход; 10 - ферритовый диск; - металлизация ферритового диска; 12 - цилиндрический постоянный магнит; li, /j - реактивные шлейфы на частоте ?с ДЛЯ настройки контура сигнала в резонанс и получения при этом необходимого холодного КСВ в плоскости аа. куляторе), полоса пропускания (по уровню 3 дБ) Ппу 80 МГц, средняя частота полосы пропускания /со = 9375МГц (со = 3,2 см). Подложка толщиной h - 0,5 мм, е == 9,8. Использовать мнкрополосковый ферритовый У-циркулятор с волновым сопротивлением плеч == 50Ом, полагая в нем потери пропускания £ 0,4 дБ. 1. Для обеспечения стабильности параметров ДПУ при изменениях импеданса цепей источника сигнала (например, антенны) и нагрузки (например, смесителя) в качестве ферритового циркулятора применим пятиплечный циркулятор, построенный на основе У-циркулятора и описанный в§ 4.4 (рис. 5.32). В таком циркуляторе потери сигнала до входа ДПУ равны Ln х = 2Ln == 0,8 дБ. На столько же ослабляется усиленный сигнал, проходящий нз ДПУ к выходу циркулятора. 2. Следовательно, собственно ДПУ без циркулятора (точнее, с идеальным циркулятором) с учетом заданных параметров должен иметь коэффициент шума yVny < 3- 0,8 = 2,2 дБ и резонансный коэффициент усиления Кр пу ~ 15 + 2 0,8 = 16,6 дБ (45,7). 3. Поскольку заданный коэффициент шума достаточно низок и рабочая длина волны мала (коротковолновая часть сантиметрового диапазона волн), по табл. 5.1 выбираем параметрический диод типа D5147G, имеющий наименьшие постоянную времени т и индуктивность вводов Lnoc: Спер () = пер (0) = 0,32 ± 0,02 пФ, x{U) =т (- 6) < 0,32 ПС, и^о^ обр > 6 В, Ф„ = 1,2 В, п = 2. С„он = 0,3 пФ, Lnoo = 0,2 нГ. 4. Рассчитываем необходимое напряжение смещения по формуле (5.93): о--6 + -1.2(]/ l + A l)=.2.7B б. По первой формуле (5.88) находим емкость Спер iUo) = С„ер (O)f Ф„/(Фн + о) = 0,32Kl,2/(l,2-f2,7) = = 0,178пФ, а по второй - постоянную времени при рабочем смещении t {Uo) = t(-6))/(9 -f6)/(9 + i;o) - 0,32/(1,2 + 6)/(1,2 + 2,7) ==0,436 ПС. Согласно (5.91) полагаем Сд = Спер (о) = 0,178 пФ. 6. Коэффициент модуляции и критическую частоту диода определяем по формулам (5.94) и (5.95): Moa = (Kl + 6/l,2-l)/(/l+6/l,2-f 1) = 0,42, /1+67П2-1 ygt j-j-ц. 8-3,14-0,4361/1-2,7/1,2 7. Поправочный коэффициент k, учитывающий потери в конструкции ДПУ, принимаем равным = 2. Тогда находим Тд ((/о) = = ксТ (U.,) = 2 0,436 = 0,872 пс, эквивалентное сопротивление потерь г„осэ = т,(о)/С„ер(о) = 0.872/0,178 = 4.9 Ом и по формуле (5.100) определяем динамическую добротность диода Q = = UkcL = 73,4/2 9,375 = 3,91. 8. Для полученных данных по формулам (5.103) и (5.102) вычисляем оптимальное отношение частот Лот = foni /с = = Уз,9Г' + 1 - 1 = 3,04 и соответствующий ему минимальный коэффициент шума nyml.,1+1 - 45,7 / 3,04 1,644 (2.15 дБ), при этом полагаем, что физическая температура диода равна нормальной температуре окружающей среды, т. е. Тд = = 290 К. Рассчитанное значение N y . щ удовлетворяет требуемому Л'пу < 2,2 дБ. 9. Определим значение холостой частоты Чтобы получить максимально возможную полосу пропускания ДПУ, не применяя специальных элементов для ее расширения, и упростить топологическую схему ДПУ, в качестве холостого контура используем последо-вателы1ым KOiiryp, образованный емкостью С,- и индуктивностью вводов Lnoc диода. Цепь тока холостой частоты замкнем разомкнутым четвертьволновым шлейфом, подключаемым параллельно диоду (рис. 5.32) и имеющим входное сопротивление, близкое к нулю. В этом случае на холостой контур пс влияют цепи сигнала и накачки, а также емкость корпуса диода С„он- Резонансная частота этого контура равна частоте последовательного резонанса диода /,о = l/2nVL ocCo = 1/б,28У0,2 Ю 0,178 lQ- = = 26,6 ГГц. 10. При этом отношение частот Л = /,( с j = 26,6/9,375 = = 2,84, а частота накачки / а„ = /е (1 + Л) = 9,375 (1 + 2,84) = = 36 ГГц. 11. Расчет коэффициента шума ДПУ по формуле (5.101) с полученным значением Л дает практически ту же величину Л' у = 2,1бдБ, что н при оптимальном отношении частот Л„пт- Этот результат обусловлен тем, что в нашем примере значения Л и А^. весьма близки, а кривая зависимости Ny (Л) имеет тупой минимум. 12. Теперь можно поформуле (5.99) определить холодный КСВ сигнальной цепи ДПУ (в плоскости аа на рис. 5.32), который требуется обеспечить для получения заданного резонансного усиления: /45,7 + 1 /Л911 Л 5,9. V4-5J-IV 2,84 / Отсюда находим требуемое сопротивление источника сигнала Ri, приведенное к зажимам нелинейной емкости в последовательной эквивалентной схеме рис, 5.28, б: /?, = P/doo в = 5,9 4,9 = 29 Ом. 262 Рассчитанные значения pi, R обеспечивают подбором согласующих (трансформирующих) элементов сигнальной цепи ДПУ, что обычно выполняют экспериментально. 13. Рассчитаем полосу пропускания Ппу по формуле (5.107), для чего зададимся коэффициентами включения емкости в холостой / вкл к и сигнальный Швкл с контуры. Поскольку холостой контур имеет простейшую структуру и реализуется на сосредоточенных элементах диода и четвертьволновом разомкнутом шлейфе, можно ожидать достаточно хорошее включение емкости в контур и принять / вкл x = 0,5. Сигнальный контур (рис. 5.32) имеет более сложную структуру, так как наряду с элементами холостого контура включает в себя емкость корпуса диода С„о„, согласующие шлейфы и шлейф, режектирующий частоту накачки. Поэтому примем / вкл о = 0>2- Тогда получим полосу пропускания П„у = 0-2,S4H3.9r-2M) МГц. V45,7.3,91 (2.84 /0.2 + 3,910,5) которая удовлетворяет заданию. 14. Определим необходимую мощность накачки ДПУ. По рис. 5.27 для (Уо/фк = 2,7/1,2 = 2,25 и == 2 находим q = 0,4 и по формуле (5.98) рассчитываем мощность накачки, рассеиваемую в диоде: Р„ак д = (6,28 36 10 ) 0,178 10- 0,436 10- х Х(2,7 + 1,2) 0,4 = 24,1 мВт. Для частоты / ак = 36 ГГц интерполяцией значений коэффициента ан находим нак = 2,15 И ПО формуле (5.98а) определяем мощность накачки, которую необходимо подвести к ДПУ: Р„ак = = 2,15 24,1 52 мВт. 15. Для упрощения тракта накачки (изъятием из него ППФ) и уменьшения тем самым его потерь, что существенно для частоты накачки / ак = 36 ГГц, лежащей в диапазоне миллиметровых волн, целесообразно применить генератор иакачки с волноводным выводом СВЧ энергии. На рпс. 5.32 показан принцип построения одного из возможных вариантов волповодно-микрополоскового перехода для связи такого генератора накачки с микрополосковой платой. Согласование этого перехода осуществляют подбором диаметра и глубины погружения зонда в волновод и расстояния до его короткозамыкающей стенки. 16. Рассмотрим топологическую схему рассчитанного ДПУ (рис. 5.32). Волновое сопротивление разомкнутого шлейфа длиной Л/4 для замыкания последовательного холостого контура следует выбрать возможно более низким {W л; 25 ... 30 Ом), чтобы снизить потери проводимости шлейфа и, следовательно, холостого контура и обеспечить низкое-входное сопротивление шлейфа в широкой полосе частот. Волновое сопротивление МПЛ цепи сигнала выбираем равным Стандартному значению = 50 Ом, заданному для плеч циркулятора. Шлейф li, являющийся на частоте сигнала реактивным (из-за запредельности волновода накачки), как и настроечный шлейф 1 ... 10 11 12 13 14 15 16 ... 25 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||