|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 8 9 10 11 12 13 14 ... 25 от единиц до 20-30 Ом, Гвыо - от Десятых долей до единиц ом, /кр-от десятков до сотен гигагерц (нижний предел Cgp и верхний предел остальных параметров соответствуют миллиметровым волнам). Например, бескорпусный ограничительный диод сантиметрового диапазона волн имеет следующие параметры: Спер ~ 0,3 .., 0,6 пФ, r a < 12 Ом, Гвыс < 1.8 Ом, Lnoc = 0.4 нГ, максимально допустимая рассеиваемая средняя мощность Ррао max 300 мВт. Характерная особенность ограничительных диодов заключается в том, что, начиная с некоторого низкого уровня мощности (порядка 1 мВт), называемого порогом ограничения (Рпор). импеданс их полупроводниковой структуры быстро уменьшается с увеличением падающей лющности и при Р > 10 Вт представляет собой малое чисто активное сопротивление Гвыс Ом (рис. 4.36). Это и обусловливает возможность получения в ограничителе малых потерь Lnp и больших потерь Lggn на низком и высоком уровнях мощности соответственно. В схемах ограничителей результирующий импеданс Z диода со вспомогательными элементами, предназначенными для настройки, включают параллельно линии передачи, по которой проходит сигнал. Следовательно, эквивалентная схема включения ограничителя в тракт представляет собой параллельное соединение импеданса Z с линией, имеющей волновое сопротивление W и нагруженной на согласованные источник сигнала и нагрузку [9]. Как следует из теории, максимальное отношение Lgan/np получается тогда, когда Z - чисто активное коммутируемое сопротивление, величина которого R.j в состоянии пропусканиямного больше сопротивления (Ra Щ, а в состоянии запирания оно равно Гд и много меньше величины Wir3<W). Для получения чисто активного сопротивления необходимо в обоих состояниях схемы обеспечить резонанс, что характерно для ограничителей, называемых резонансными. Далее рассматриваем только такие ограничители. В этом случае L p = (1 + W/2R,f; Laan = (1 + W/2r,f, (4.105) Иэ/гэ=(УЦГп-1 )/(VT7p-1) = (f ,p ) (4.106) где /- рабочая частота. Нередко можно принять Гд Гвыс- Отсюда следует R. Гвыс (/нр ) 1/сОСЙерГ„ а. (4.107) Зная параметры диода и требуемое значение Lnp или Lgan, с помощью (4.107) и (4.105) рассчитывают необходимую величину волнового сопротивления W основной линии передачи, при котором будут обеспечиваться эти значения потерь. Следует учитывать, что, как видно из (4.106), при заданных параметрах диода величины Lnp и Laan взаимосвязаны: выбор одной из них однозначно определяет и другую согласно соотношениям i-npH +1ЧУ1,аа-ти\ .an = [l+/Kp(VL, -l) Y. (4.108) Потери запирания ограничителя можно существенно увеличить, если использовать не один, а два диода (или более), включенных вдоль линии передачи на расстояниях Л/4 друг от друга [17], при этом потери Lnp возрастут незначительно. Полоса рабочих частот Праб, в пределах которой потери пропускания не превышают, а потерн запирания не ниже заданных значений, зависит как от параметров диода, так и от схемно-кокструк-тивного выполнения ограничителя. В простейших однодиодных резонансных ограничителях полосу рабочих частот по уровню 3 дБ можно приближенно оценить через добротность рд резонансного контура с диодом: П раб /о/Рд. (4.109) На низком уровне мощности /СдерГниа а на высоком - Qn выо L/гвыо = /СдарГвыо- Эти добротности могут зна-тельно отличаться, вследствие чего отличаются также рабочие полосы частот на низком Прб низ и высоком Прад выс уровнях мощности. Полоса пропускания Прад обычно значительно больше полосы запирания Праб выо, так как г„из заметно больше Гвыс-Поэтому обычно достаточно обеспечить требуемую полосу запирания на высоком уровне мощности. В режиме запирания большая часть подводимой к ограничителю мощности отражается, лишь небольшая ее часть (Ррао) рассеивается в диоде, вызывая нагрев полупроводниковой структуры. Допустимая величина Рраетах оговаривастся в технических условиях и справочных данных на диод. Именно она определяет максимально допустимый рабочий уровень импульсной (Р^ пд jax) н средней (Pjjg .ax), или непрерывной, мощности, подводимой ко входу ограничителя. Величину Ррад можно рассчитать через значение LgJ: (4.110) Отсюда же определяется максимально допустимая средняя мощность Р .J gj, если задана максимально допустимая мощность р рас max- В микрополосковом однодиодном резонансном ограничителе (рис. 4.37) бескорпусный диод с настроечными шлейфами t, /3 подключается параллельно к основной линии через четвертьволновый отрезок линии 1. Длина и волновое сопротивление короткозамкнутого шлейфа /3 выбираются такими, чтобы его реактивное сопротивление JX3 == = iWgig (2nlg/Ao) компенсировало реактивное сопротивление диода на низком уровне мощности jX = IwoL - j/сооСпер- Таким образом, в режиме пропускания диод и шлейф 4 образуют последовательный резонансный контур, а емкость шлейфа /3 (Сг) оказывается зашунтированной малым сопротивлением этого контура, равным 1иа- Следовательно, нагрузкой четвертьволнового отрезка 1 является малый импеданс параллельного соединения г„аз и Сг, равный 1/(1/Гн з +i(DoCi) Гниз- Поэтому входнов сопротивлвнив отрезка 11, представляющее собой сопротивление R, будет большим и близким к чисто активному. Его величина в этом случае равна (4.П1) где Wl - волновое сопротивление отрезка линии /j. Значит, основная линия шунтируется слабо, что обеспечивает режим пропускания с малым затуханием L. На высоком уровне мощности импеданс диода изменится: вместо емкости Сццр и сопротивления Гниз будет действовать сопротивление 
 Рис. 4.37. Пример конструкции и топологической схемы микрополосковой платы диодного ограничителя (а), а также его эквивалентная схема (б): / - МПЛ; г - бескорпусный диод таблеточной конструкции; 3 - полосковые выводы диода; 4 -отверстие с запаянным короткозамыкающнм штырьком; 5 - короткозамкиу-J тый шлейф для замыкания цепи выпрямленного тока диода; 5 - подложка. Гвыо (рис- 4.36). Длина емкостного шлейфа 1 подбирается такой,] чтобы его эквивалентная емкость Сг вместе с индуктивностями диода Lnoc и отрезка 4 создала параллельный резонанс в контуре, нагружающем отрезок /] (т. е. необходимо, чтобы Сг = Сдар. где Спер ~ емкость диода). Эквивалентное сопротивление этого контура велико, так как Гвыо мало. Следовательно, входное сопротивление четвертьволнового отрезка /j, представляющее собой в этом случае сопротивление Гд, будет достаточью малым, что приведет к весьма значительному отражению в основной линии с волновым сопротивлением W и большому затуханию L. Так осуществляется режим запирания. Сопротивление в этом случае равно Гэ= ! ?эконх= W(0)oCoep if, (4-1 12) где Rr, опт - входное резонанасное сопротивление параллельного контура; Спер - емкость диода. Короткозамкнутый четвертьволновый шлейф включенный на входе диода (рис. 4.37, а), служит для создания замкнутой цепи диода по постоянному (выпрямленному) току. При отсутствии замкнутой цепи и при подаче большого сигнала на диоде водникает большое отрицательное напряжение автосмещения. Волновое сопротивление этого шлейфа выбирается максимально возможным с точки зрения практической реализуемости, чтобы его входной импеданс был достаточно большим в широкой полосе частот и слабо влиял на цепь, к которой он подключен. Поэтому на эквивалентной схеме рис. 4.37,6 он не отражен. Обычно для получения заданных величин Lp, Lgaj, по результатам расчета оказывается, что волновое сопротивление W основной линии должно быть отличным от сопротивления Wq подводящих линий. Для согласования этих сопротивлений на входе и выходе ограничителя включают четвертьволновые трансформирующие отрезки линий с волновы.м сопротивлением Г,р = У^Щ (рнс. 4.37). . Пример 4.11. Требуется рассчитать и спроектировать микрополосковый резонансный ограничитель 3-см диапазона волн (/о = = 9375 МГц, Яо = 3,2 см) по схеме рис. 4.37. Исходные данные: на резонансной частоте потери пропускания Lnp < 0,5 дБ (1,12) и потери запирания Lb > 13 дБ (20). Волновое сопротивление подводящих линий Wo = 50 Ом. Подложка толщиной h = 0,5 мм, е == 9,8, материал проводников - медь. I. Выбираем бескорпусный ограничительный диод со следующими параметрами: Спер = 0,4 пФ, г„ з < 12 Ом, г^ < 1,8 Ом, Loe = 0,4 Нг, Р рас max = 0,3 Вт. 2. По формуле (4.104) минимальная критическая частота диода равна / р = 1/6,28 0,4 lO-i 12 1,8 = 85,4 ГГц. 3. Расчет ограничителя будем производить на основе заданной величины Lgan = 20, считая, что в данном примере важно получить не максимально возможные потери запирания, а минимальные потери пропускания. Последние находим по формуле (4.108): Lp = = [1 -f 9,375 . 101 (/20 - 1)/85,4 10Щ' = 1,085 или 0,35 дБ. Практически потери Lj,p будут несколько выше за счет потерь в отрезках МПЛ /j ... /5 и /.р. Потерн в отрезках /.р и /д основной линии по результатам проектирования топологической схемы можно легко рассчитать по формулам (3.59)-(3.62) и прибавить (в децибелах) к полученной величине Lp = 0,35 дБ. 4. По формуле (4.109) оценим полосу запирания ограничителя: б выо = 2я [I С, = 398 МГц. пер'выо = 6,28 . 9,3752 . 108 . 0,4 . 10-1 1,8 5. Рассчитаем максимально допустимые уровни импульсной К ид max И среднсй Р^д ах СВЧ МОЩНОСТИ, КОТОрЫС МОЖНО ПОДВОДИТЬ ко входу ограничителя. По формуле (4.И0) находим /пдшах- =0,865 Вт. 2 (У 20- 1)/20 Полагая, что при импульсном режиме . 1/>РпооТи = 1000, где F - частота длительность последних Р  работы скважность ок импульсов, Тц - определяем и пд max = /пд шах = 65 Вт. 6. Переходим к проектированию топологической схемы ограничителя (рис. 4.37, й). Для отрезка мпл длиной задаемся волновым сопротивлением 11 = 70 Ом (при больших значениях станет ощути- мым влияние потерь этого отрезка нз параметры ограничителя, при меньших - требуется, как показывает расчет, слишком малое волновое сопротивление W основной линии). По формуле (4.П2) рассчитываем т^= 1,8х Рис. 4.38. Разрядники-ограничители 3- и 2-см диапазонов волн. ..... х'(6,28- 9375- 10 0,4 10- X X 70) = 4,9 Ом и из формулы (4.105) находим необходимое волновое сопротивление основной линии W - 2г.(У Lm-) = 2 4,9( У 20- 1) = 34 0м. Дляего согласования с подводящими линиями используем два четвертьволновых трансформатора с волновым сопротивлением И^р = У W/o Г = У50 34 =41,2 Ом. 7. Ширину проводников и длины отрезов 1 h тр определяем по формуле (3.586), (3.55), (3.56): =- 0,21 mm,w = 0,72 мм; 4 = =- 3,19 мм, = = 5,96 мм, Ло тр/4 == 3,02 мм. Волновое сопротивление шлейфа выбираем равным - = 90 Ом по соображениям, изложенным в примере 3.6, из данных которого следует, что для W = 9Э Ом ширина проводника Wi - = 0,1 мм, а /4 = Ло J4 = 3,25 мм. 9. Волновые сопротивления шлейфов Z, /3 для обеспечения малых потерь в них выбираем относительно низкоомными и равными Гг = Гз = = 41,2 Ом. 10. Длину шлейфа 4 определяем из условия равенства его входного сопротивления jXg сопротивлению емкости JXc: -X Отсюда находим X ctg2n/ayAo2 = l/j(OoC ep. /2 = 2л arcctg ii ер Таблица 4.8
12,1 6,28 arctg 41,2-6,28-Э,375-10-0,4-10-2 = 1,48 мм. 11. Для определения длины шлейфа /3 вычисляем его требуемое входное сопротивление Дз = /й^з tg 2п/з/Аоз из условия получения последовательного резонанса в цепи диода 1 (оо C ep+/(ool,jop-(-+ /X 3 = 0. Отсюда Л'з = 1/со С„ер - >о^ с = 1/6,28 . 9,375 10 0,4 10--- 6,28 . 9,375 . 10 . 0,4 10- = 18,8 Ом, 2п arctg JM. arctg-ii = 0,82 мм. 6.28 41,2 Основным недостатком диодных ограничителей является относительно небольшой допустимый уровень импульсной мощности пдтах= ОТ сотен ватт до 1-2 кВт. Для устранения этого недостатка и объединения достоинств РЗП и ограничителей используют так называемые разрядники-ограничители (рис. 4.38). Они представляют собой сочетание РЗП (нередко без электрода вспомогательного разряда, см. с. 201) и следующего за ним диодного ограничителя. Разрядники-ограничители, пе требующие никаких источников питания, выдерживают большие импульсные мощности (свыше 10 кВт) и обеспечивают защиту приемника от всех возможных сильных сигналов помех. Параметры ряда разрядников-ограничителей без электрода вспомогательного разряда (за исключением отмеченного звездочкой) приведены в табл. 4.8. Ферритовые циркуляторы и вентили Ферритовые циркуляторы и вентили представляют собой невзаимные СВЧ устройства, свойства которых неодинаковы при изменении направления передачи сигнала через них на обратное. Они разрабатываются в волноводном, полосковом и микрополосковом 20 i исполнении. Устройство и характеристики волноводных и полосковых ферритовых устройств описаны в [15, 18]. Базовым элементом, на основе использования которого формируются циркуляторы и вентили для СВЧ ИС, является микрополосковый ферритовый К-циркулятор (рис. 4.39, а). Последний представляет собой симметричное тройниковое соединение микрополосковых линий на подложке из феррита, находящегося в постоянном магнитном поле, перпендикулярном подложке. Отрезки МПЛ, образующие тройник и называемые плечами цир-кулятора, располагаются под углом 120° и соединяются между собой круглым пленочным диском, под которым со стороны заземленной пластины установлен постоянный магнит в форме цилинд-   Рис. 439 Устройство микрополоскового ферритового К-циркулятора (а) и лримср его топологической схемы с согласующими четвертьволновыми трансформаторами на входах плеч (б): i. 2, 5 - подводящие отрезки МПЛ (входы плеч) цнркулятора; 4~ферритовая подложка; 5 - заземленная пленочная пластина; 6 - постоянный магнит. ра. Во многих случаях используют не ферритовую подложку, а обычную диэлектрическую (см. с. 135); ферритовый же образец в виде диска диаметром D и толщиной помещают непосредственно на поверхности диэлектрической подложки со стороны микрополосковых проводников. В этом случае пленочный металлический диск, соединяющий подводящие линии, наносят не на подложку, а на наружную поверхность ферритового диска (толщина последнего может отличаться от толщины подложки) (рис. 5.31, б, 5.32). При отсутствии магнитного поля (Яо = 0) рассматриваемое устройство обладает свойствами обыкновенного 120-градусного тройника. При наличии поля Яо из-за взаимодействия магнитного поля СВЧ сигнала с намагниченным ферритом распределение поля сигнала в области диска изменяется и становится таким, что на границе диска и одного из плеч (при определенных значениях диаметра D и напряженности поля Яо) напряженность поля сигнала становится очень малой. В результате оказывается, что мощность сигнала, подведенная, например, к плечу /, почти вся выходит из плеча 2, лишь незначительно ответвляясь в плечо 3, которое таким образом  является изолированным. Теперь устройство обладает невзаимными свойствами: мощность, поданная в плечо 2, выйдет из плеча 3, а плечо 1 будет изолированным. Направлениз прохождения сигнала с малыми потерямиот одного плеча циркулятора к другому обозначают стрелкой. Для рис. 4.39, а последовательность такого прохождения соответствует j-2-3-1. При изменении направления поля Яо на противоположное последовательность прохождения сигнала с малыми потерями станет также противоположной: J-3-2-/. Основными электрическими параметрами циркулятора являются: потери пропускания (прямого прохождения) = 10 Ig Pi/Рч [дБ], развязка изолированного плеча L = 10 Ig Pi/Pg [дБ], КСВ (коэффициент стоячей волны) плеч р, определяющий степень согласования входных импедансов плеч циркулятора с подводящими линиями, и относительная полоса рабочих частот U/fo, внутри которой эти параметры не выходят за пределы заданных значений, а именно: L < L L, > L , р < р^ах- В микрополосковых К-циркуляторах сантиметровых волн обычно L < 0,3 ... 1 дБ, LpaB > 16 ... 20 дБ, р < 1,2 ... 1,3, Пр,д о = Ю ... 15%. На миллиметровых волнах чаще применяют волноводные К-циркуляторы, параметры которых имеют тот же порядок, однако в коротковолновой части миллиметрового диапазона потери L достигают 1,5-2 дБ. Электрические параметры циркуляторов в основном определяются экспериментальными методами. Диаметр металлического диска К-циркулятора, равный диаметру ферритового диска, если последний монтируется на диэлектрической подложке, рассчитывают по формуле где = с о (с - скорость света); бф - относительная диэлектрическая проницаемость феррита. Согласование входных импедансов плеч циркулятора с подводящими линиями осуществляют в основном экспериментальными методами с помощью четвертьволновых трансформаторов (рис. 4.39, б) и реактивных шлейфов в виде разомкнутых отрезков МПЛ, подключаемых параллельно подводящей линии вблизи металлического диска. Четвертьволновые трансформаторы с волновым сопротивлением преобразуют входное сопротивление циркулятора на стыке металлического диска с полосковой линией до величины сопротивления W подводящей линии, при этом необходимо, чтобы V, = У WR,у Сопротивление R определяется по формуле [7, 19] 97 . 10 h/foD% Юм], (4.114) где кф - толщина ферритового диска, м. На основе рассмотренного микрополоскового У-циркуляТора Можно построить ферритовый вентиль и формировать схемы много-плечных циркуляторов (рис. 4.40). Вентиль является невзаимным двухплечным (вход-выход) устройством, характеризующимся малыми потерями пропускания при прохождении сигнала от входа к выходу и большой развязкой /.р^з (большим затуханием) при его обратном прохождении. Основные электрические параметры вентиля те же, что и рассмотренные для циркулятора. У-циркулятор превращается в вентиль (рис. 4.40, а), когда одно из его плеч нагружают на согласованную нагрузку, например, типа рис. 3.38, б. Основное достоинство вентиля заключается в том, что импеданс (КСВ) его входного плеча / почти не зависит от импеданса (КСВ) нагрузки, подключенной к его выходному плечу 2. Это обусловлено тем, что практически вся мощность, отраженная от нагрузки плеча 2, в силу свойств циркулятора проходит в согла-  Рис. 4.40. Топологические схемы микрополосковых ферритовых устройств на основе К-циркулятора: о - §ятиль (н - нагрузка с разомкнутым четвертьволновым шлейфом); б -четырех-плечный циркулятор; в - пятиплечныЯ циркулятор. сованную нагрузку плеча 5, где и поглощается ею. Ко входному пле-j чу / проходит только малая часть отраженной от нагрузки плеча 2\ мощности, обусловленная конечностью развязки плеч 2-/ циркулятора. Ферритовые вентили используют в тех случаях, когда требуется] исключить влияние импеданса одного элемента на работу другого, j например: влияние источника сигнала или нагрузки на параметры] усилителя или влияние нагрузки на работу гетеродина. На основе У-циркулятора формируют схемы четырех-н пятиплеч-1 ных циркуляторов (рис. 4.40, б, е). Если в четырехплечном цир-куляторе одно из плеч, например 3, нагрузить на согласованную нагрузку, то такое устройство будет представлять собой последовательное соединение У-циркулятор а и вентиля. В таком виде его используют в качестве антенного переключателя РЛС, при этом передатчик подключают к плечу 4, антенну - к плечу а приемник - к плечу 2. Важным достоинством такого переключателя является существование взаимной развязки между передатчиком, приемником и антенной. Следует учитывать, что при идентичных У-циркулято-рах потери между плечами /-2 вдвое больше потерь между плечами 4-1, т. е. L i,2 = 2L 4 ,. Такое же устройство используют для подключения регенеративного усилителя, работающего на отражение (например, параме-212 трического, соединяемого с плечом /), к источнику сигнала (соединяемого с плечом 4) и нагрузке (соединяемой с плечом 2). Еще большая стабильность работы регенеративного усилителя достигаете* при использовании пятиплечного циркулятора (рис. 4.40, ), в котором плечи 4 и5 нагружают на согласованные нагрузки. Полу* чающаяся схема представляет собой последовательное соединеящ* вентиль - У-циркулятор - вентиль,в которой усилитель подключают к плечу 2, источник сигнала - к плечу ), а нагрузку - к плечу 3. СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М., Гос к§р-гоиздат, 1958. 2. Палшков В. В. Радиоприемные устройства. М., Связь , 1965. 3. Айибиидер И. М. Входные каскады радиоприемников. М., Свя*м^ 1973. 4. Перцов С. В., Щуцкой К. А. Входные цепи радиоприемников. Эиегия , 1973. 5. Голубев В. Н. Частотная избирательность радиоприемников А.М сжг налов. М., Связь , 1970. 6. Гуткии Л. С, Лебедев В. Л., Сифоров В. И. Радиоприемные устро*-ства. Ч. 1. М., Сов. радио , 1961. 7. Руденко В. М., Халяпин Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящм входные цепи СВЧ приемных устройств. М., Связь , 1971. 8. Ломозова Н. 3., Сорокина Р. М. Прием телевидения в дециметроввш диапазоне волн. М., Связь , 1971. 9. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных преемников. М., Сов. радио , 1973. . 10. Фельдштейи А. Л., Явнч Л. Р., Смирнов В. П. Справочник по элементам волноводной техники. М Сов. радио , 1967. . 11. Маттей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. Т. 1,2. Пер. с англ. М., Связь , 1971. 12. Бачинина Е. А., Прохорова Н. И., Фельдштейи А. Л. Потери в фильтрах СВЧ и проблема миниатюризации. - Радиотехника , 1971, f 10, с. 46-52. 13. Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет СВЧ элементов на полосковых линиях. М., Сов. радио , 1972. 14. Denlinger Е. Radiation from Microstrips Resonators. - (Тгам. 1ЕЕЕ , 1969, V. МТТ-17, Л 4. 15. Лебедев И. В. Техника й приборы СВЧ. Т. 1,М., Высшая школм, 1970. 16. Конструирование и расчет полосковых устройств. Под ред. И. G. К валева. М., Сов. радио , 1974. Авт.: В. И. Голубев, И. Q. Ковалев Е. Г. Кузнецов и др. п т.. г, , 17. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред. И. В. Малк. ского, Б. В. Сестрорецкого, М., Сов. радио , 1969. Авт.: М. А. Абдюханов, Л. А. Биргер, И. А. Волошин и др. 18. Карбовский С. В., Шахгеданов В. Н. Ферритовые циркуляторы н вентили. М., Сов. радио , 1970. 19. Массе. Широкополосные СВЧ циркуляторы иа несимметричной п -лосковой линии. - ТИИЭР, 1968, 3, с. 120-121. 20. Малорацкий Л. Г. Микроминиатюризация элементов и устройств СВЧ. М., Сов. радио , 1 976. УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ 5.1. УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ ПРИЕМНИКОВ УМЕРЕННО ВЫСОКИХ ЧАСТОТ Выбор схемы УРЧ можно классифицировать по ряду признаков. По частотным диапазонам различают УРЧ приемников умеренно высоких частот (длинных, средних, коротких и метровых волн;, в КоТ0рь1}П1с-пользуют контуры с сосредоточенными постоянными, и приемников сверхвысоких частот (дециметровых, сантиметровых и миллиметровых волн), в которых используют коаксиальные, полосковые и микрополосковые резонаторы. По способу настройки контуров различают УРЧ с настройкой на фиксированные частоты (см. гл. 6) и диапазонные УРЧ, в которых перестройка контуров производится изменением емкости. В диапазонных УРЧ используют одноконтурные и двухконтурные каскады. ФСИ используются лишь в УРЧ с фиксированной настройкой. Из-за простоты и экономичности при радиовещательном приеме используют, как правило, одноконтурные УРЧ. При профессиональном приеме наряду с одноконтурными применяют двухконтурные УРЧ. По виду схем различают УРЧ: - с однотранзисторными каскадами: с общим эмиттером ОЭ (рис. 5.1, 5.14 и 5.15), общим истоком ОИ (рис. 5.3), общей базой ОБ (рис. 5.2) и общим затвором 03 (рис. 5.4); - с каскодными схемами: ОЭ-ОБ (рис. 5.5), ОИ-03 (рис. 5.6), ОИ-ОБ (рис. 5.7), ОИ-ОЭ (рис. 5.8), ОЭ-ОЭ и ОИ-ОИ; - с дифференциальными каскадами, состоящими из двух симметричных половин (рис. 5.9-5.13). Среди однотранзисторных схем с бнполярнылш транзисторами в УРЧ на умеренно высоких частотах наибольшее распространение получила схема с ОЭ, позволяющая получить максимальное усиление номинальной мощности при небольшом уровне собственных шумов. В схеме однокаскадного УРЧ на дискретных элементах (рис. 5.1, а) L 2C 2 служат резонансной нагрузкой УРЧ; емкости Cpi. Ср2 разделяют по постоянному току рассматриваемый каскад от предыдущего н последующего. Резистор осуще€1Вляет термостабилизацию каскада, создавая отрицательную обратную свяь по постоянному току. Резистор Рф и конденсатор Сф образуют развязывающий фильтр. Делитель /д^, /?д2 обеспечивает подачу прямого смещения на эмиттерный переход транзистора, т. е. обеспечивает? выбранный режим УРЧ по постоянному току. Через блокировочный конденсатор Cg напряжение сигнала подается непосредственно па эмиттерный переход транзистора, минуя делитель ]д1, R. В каскаде УРЧ с общим эмиттером на интегральной схеме ИС 2УС281 (рис. 5.1,6) резисторы R1, R2 обеспечивают выбранный режим по постоянному току. При подаче напряжения смещения че- 
т -</----1 RZ . -о+Ш Рис. 5.1. Схемы УРЧ с ОЭ на дискретных элементах с последовательным питанием (а) и с питанием от двух источников (s), а также на ИС (б). рез L2 резисторы RU R2 не шунтируют входной контур C/L/ и поэтому не ухудшают его избирательности. Резистор R3 применяется в том случае, если нужно ИС включить по схеме с ОБ. Резисторы /?4, R5, R6 осуществляют термостабилизацию УРЧ. Подключая блокировочный конденсатор СЗ к контактам 5 или 6, можно в определенных пределах (10... 5 мА/В) изменять крутизну характеристики транзистора S и входное сопротивление схемы. Если нужно получить большую крутизну, то к контакту 4 через блокировочный конденсатор подключают резистор, сопротивление которого (в килоомах) равно = (1/S) - (0,07 ... 0,037), (5.1) Где S - необходимая крутизна, мА/В. Резисторы R7, R8 совместно с блокировочным конденсатором С5 образуют развязывающий фильтр. УРЧ с ОБ (рис. 5.2) имеют меньшее усиление по сравнению с УРЧ с ОЭ из-за меньшего входного сопротивления. С ростом частоты входное сопротивление УРЧ с ОЭ быстро падает. На достаточно высоких частотах (для данного типа транзистора) УРЧ с ОБ может быть так же или даже более эффективен, чем УРЧ с ОЭ. ВыхоУ  Рис. 5.2. Схема УРЧ с ОБ на дискретных элементах (а) и на ИС (б). При использовании полевых транзисторов наибольшее распространение получила схема с ОН (рис. 5.3), которая позволяет улучшить коэффициент шума приемника [3]. Резистор R служит для создания напряжения обратного смещения на затворе и для термостабилизации тока стока. В тех случаях, когда величина необходимая для термостабилизации, больше требуемой, для получения нужного обратного смещения используют делитель /?д1, дз, который создает на затворе напряжение прямого смещения, компенсирующее избыточное обратное смещение. Основные свойства каскада УРЧ с03 (рис. 5.4) аналогичны свойствам каскада УРЧ с ОБ. Среди каскодных УРЧ лучшими по своим показателям являются реализованные по схемам типа ОЭ-ОБ, (рис. 5.5) ОН-03 (рис. 5.6), аналогичные по своим свойствам. В схеме рис. 5.5, б резисторы R1, R5 образуют делитель напряжения для подачи напряжения смещения на транзистор Т1. Резисторы R2, R3, R4 служат той же цели, что и резисторы R4, R5, R6 в схеме на рис. 5.1, б. Так же, как и в схеме рис. 5.1, б, подключая конденсатор к контактам 4, 5 или 6, можно изменять крутизну S и входное сопротивление схемы. При подключении конденсатора к контакту 4 добавочное сопротивление рассчитывается по формуле (5.1). Резисторы R7 216  Рис. 5.3. Схема УРЧ с ОН. И R8 обеспечивают требуемое напряжение на коллекторе и совместно с конденсатором С5 образуют развязывающий фильтр. Можно использовать и смешанные каскодные схемы типа СИ-ОБ, ОН-ОЭ. Это обусловлено тем, что сочетание полевых и биполярных транзисторов обеспечивает высокое усиление по мощности. Действительно, полевые транзисторы дают большое усиление по току, а биполярные - по напряжению (при работе на высоко-омную нагрузку). Схема ОИ-ОБ (рис. 5.7) характеризуется высоким усилением и большим входным сопротивлением. Она наиболее пригодна для узкополосных УРЧ. При этом лучше использовать параллельное питание транзисторов, так как в этом случае требуется источник питания с меньшим напряжением и упрощается выбор режимов обоих транзисторов. Схема ОИ-ОЭ (рис. 5.8) имеет по сравнению с предыдущей меньшее (на порядок) выходное сопротивление. Поэтому она больше подходит для широкополосных УРЧ. В УРЧ, выполненных по интегральной технологии, широко используются дифференциальные схемы. Этому способствует ряд свойств этих схем, перспективных для интегральной схемотехники, а именно: - универсальность. Дифференциальная схема на частотах О- 300 МГц [7] способна выполнять функции усиления, смешения, детектирования, сравнения, ограничения, регулирования, коммутирования. Кроме того, она может иметь как симметричный, так и несимметричный вход и выход; - способность усиливать разность поступающих на входы схемы напряжений и подавлять одинаковые по обоим входам сигналы. Последнее позволяет обеспечить высокую стабильность каскада при изменении окружающей температуры и питающих напряжений. Отсутствие обычных мер обеспечения термостабилизации избавляет от необходимости использовать конденсаторы большой емкости, неудобные для интегральной технологии; - малая паразитная обратная связь между выходом и входом. Это свойство позволяет использовать дифференциальные усилители на высоких частотах без нейтрализации паразитных обратных связей. Дифференциальный усилитель (ДУ) состоит из двух симметричных половин (рис. 5.9). Оба транзистора совместно с резисторами в цепях коллекторов образуют мостовую схему, которая будет сбалансирована при идентичности транзисторов и резисторов. При Противофазной подаче сигналов на входы ДУ д напряжения 1й р Выход Л\-о jjtj о, Рис 5.4. Схема УРЧ с 03. 6р т ! т ...... t-I-1--[--о i!, ] Рис. 5.5. Каскодная схема УРЧ типа ОЭ-ОБ на дискретных элементах с па-млельным (а) н последовательным (в) питанием транзисторов, а также на (6). с2 НЬ  С5ф /г* 4=С7 /75 J Рис. 5.6. Каскодная схема УРЧ типа ОИ-03. !i3 входах транзисторов будут равны по амплитуде и противоположны по фазе. В результате ток одного транзистора (например, Т1) возрастет и при строгой одинаковости параметров обеих половин схемы ток другого транзистора уменьшится на ту же величину. Таким образом, на коллекторе Т1 напряжение упадет, а на коллек-  Выход о Рис. 5.7. Каскодная схема УРЧ типа ИО-ОБ. торе 72 возрастет и на выходе ДУ появится разностное напряжение, пропорциональное коэффициенту усиления любой половины ДУ. При синфазной подаче сигналов на входы ДУ f/вх с (такой сигнал может быть вызван наводками, нестабильностью питающих  Выход Рис. 5.8. Каскодная схема УРЧ типа Рис. 5.9. Схема ДУ с симметричный  ОН - ОЭ. выходом. напряжений, изменением температуры окружающей среды и т. д.) напряжения на входе каждого транзистора будут равны не только по амплитуде, но и по фазе. В результате изменения токов транзисторов и потенциалов коллекторов будут одинаковыми, мост будет оставаться сбалансированным, а выходное напряжение равным ну.цр. Таким образом, ДУ усиливает парафазные и подавляет синфазные сигналы. При этом качественные показатели ДУ зависят от того, насколько согласованы характеристики обеих половин схе- мы. в интегральных ДУ удается достигнуть степени согласования характеристик на порядок выше, чем в ДУ на дискретных элементах. На практике не всегда удобно иметь симметричный выход. Поэтому используется ДУ с несимметричным выходом (рис. 5.10). В этом случае при подаче синфазных сигналов на выходе появится некоторое напряжение. Однако усиление синфазных сигналов будет значительно меньше, чем парафазных. Объясняется это тем, что при появлении синфазного напряжения одновременно увеличиваются токи обоих транзисторов Т1 и Т2, в результате чего увеличивается напряжение отрицательной обратной связи, снимаемое с ре-   Рис. 5.10. Схема ДУ с несимметричным выходом. Рис. 5.11. Схема ДУ с транзисторе* в эмиттерной цепи. зистора R1 В эмиттерных цепях транзисторов. При этом снижаются управляющие напряжения Uy, действующие на входных зажимах транзисторов Т1 и Т2 (рис. 5.10), что равносильно уменьшению коэффициента усиления ДУ для синфазных сигналов. При появлении парафазного сигнала отрицательная обратная связь действовать не будет, так как в одном из транзисторов ток будет возрастать, а в другом - на такую же величину убывать. В результате ток через R1 будет оставаться неизменным. Таким образом, коэффициент усиления ДУ для парафазных сигналов значительно выше коэффициента усиления ДУ для синфазных сигналов. Очевидно, что эта разница тем больше, чем больше сопротивление резистора R1, ограничиваемое величиной напряжения источника питания (например, при сопротивлении 1 МОм и токе 1 мА напряжение источника питания должно быть больше 1 кВ) и плопхадью подложки ИС. Для решения проблемы необходимо вместо резистора включить двухполюсник, имеющий высокое сопротивление (порядка 1 МОм) переменному току (для обеспечения сильного подавления синфазных сигналов) при малом сопротивлении постоянному току (для экономии напряжения источника питания) и занимающий малую площадь 220 подложки ИС. Таким двухполюсником может служить промежуток коллектор-эмиттер биполярного транзистора (рис. 5.11). Диод Д в этой схеме используется для термокомпенсацин изменений тока эмиттера транзистора ТЗ. Для лучшей компенсации он размещается в непосредственной близости от эмиттерного перехода транзистора ТЗ, а его размеры и форма выбираются такими же, как у эмиттерного перехода ТЗ. Нестабильность тока коллектора транзистора ТЗ обусловлена не только нестабильностью тока эмиттера, но также нестабильностями обратного тока коллектора и коэффициента уси-  Рис. 5.12. Схема резонансного ДУ на ИС 2 УС282. ления транзистора по току. Поэтому для улучшения термокомпенсации иногда применяют два диода в цепи базы транзистора ТЗ. При несимметричном выходе ДУ часто не используют резистор в цепи коллектора Т/ (рис. 5.10 и 5.11). Это не оказывает существенного влияния на работу ДУ, так как при достаточно большом напряжении на коллекторе коллекторный ток практически не зависит от напряжения на нем. Таким образом, во многих случаях ДУ с несимметричным выходом оказывается удобнее. (Однако надо иметь в виду, что коэффициент усиления ДУ с симметричным выходом вдвое больше.) Применение ДУ в качестве УРЧ иллюстрируется рис. 5.12. Назначение элементов ИС типа 2УС282 такое же, как и в описанной схеме на рис. 5.1. Здесь используются навесные бескорпусные транзисторы типа 2Т307, параметры которых не являются строго идентичными. Если степень идентичности транзисторов Т1 и ТЗ оказывается недостаточной, то для выравнивания их токов на базу одного из них (например, ТЗ) подают дополнительное выравнивающее напряжение смещения. Подавая на контакт 6 вместо постоянного напряжения напряжение АРУ, можно изменять коэффициент усиления каскада на 1б-18 дБ. При такой регулировке напряжение на коллекторе ТЗ остается постоянным и, следовательно, настройка выходного контура не зависит от АРУ. Недостатком этой схемы является сравнительно малая глубина регулировки усиления и зависимость частоты настройки входного контура от напряжения АРУ (при АРУ изменяется входное сопротивление и входная емкость транзистора Т1). В этом отношении лучшими характеристиками обладает схема, изображенная на рис. 5.13, в которой контуры включены так, чтобы образовать каскадную схему ОЭ-ОБ, а для АРУ используют транзисторы, образующие дифференциальную схему. При таком вклю- Q Вы ход 31  Вкод о Рис. 5.13- Схема каскада VP4 с использованвем дифференциальной ИС 2 УС282. чении навесных элементов обеспечивается более глубокая АРУ (50-55 дБ) и независимость частот настроек контуров от напряжения АРУ. Действительно, если напряжение АРУ закрывает транзистор ТЗ, то транзистор Т1 полностью открыт. Сигнал при этом может проходить на выход только по цепям паразитных связей. Если напряжение АРУ открывает транзистор ТЗ, увеличивая усиление УРЧ, то транзистор Т1 закрывается. Таким образом, независимо от величины напряжения АРУ ток через транзистор Т2 остается постоянным. Значит, постоянным остаются его входная емкость, входное сопротивление и, следовательно, частота настройки входного контура. Если вместо напряжения АРУ подавать импульсное напряжение, то каскад будет работать в качестве ключа или стробирующего каскада. По характеру включения контуров различают УРЧ: - с автотрансформаторной связью (рис. 5.2, а); -с двойно ! автотрансформаторной связью (рис. 5.1,6); - с трансформаторной связью (рис. 5.3); - С внутриемкостной связью (рис. 5.12); - с двойной внутриемкостной связью (с последовательной индуктивностью). По количеству используемых контуров различают одноконтурные и двухконтурные УРЧ. В перестраиваемых двухконтурных УРЧ связь между контурами обычно выбирается индуктивной (рис. 5.14). В двухконтурных УРЧ с фиксированной настройкой также используется индуктивная связь между контурами либо неполная внешнеемкостная связь (рис. 5.15). В УРЧ диапазонных приемников умеренно высоких частот чаще всего используются одноконтурные каскады, методы проектирования и расчета которых мы и рассмотрим. Все рассмотренные схемы - с ОЭ (рис. 5.1); ОИ (рис. 5.3); ОБ (рис. 5.2); 03 (рис. 5.4); ОЭ-ОБ (рис. 5.5); ОИ-03 (рис. 5.6) и ДУ (рис. 5.11) - могут быть представлены в виде обобщенной схемы с двойным автотрансформаторным включением резонансной нагрузки к выходу усилительного прибора (УП) и ко входу следу:-о-щего каскада (рис. 5.16) [1, 2. 4]. Параметры обобщенной эквивалентной схемы имеют следующие значения: для схем с ОЭ, ОБ, ОИ и 03 §вых = §223. (5.2) Свых - Сцэ + С„; (5.3) для схем ОЭ-ОБ, ОИ-03 и ДУ (5.4) a23t СвЫХ ~ 123 + С^. (5.5) Здесь 22э> Сагэ. gi2a. 123 - параметры УП, включенного по схеме с ОЭ (ОИ); С„ = 3 ... 5 пФ - емкость монтажа. При автотрансформаторном включении контура (рис. 5.2, а) m = (L + M)/L, (5.6) где М - коэффициент взаимоиндукции между частями катушки 1н И Li. При трансформаторном включении контура (рис. 5.3) т = M/L , (5.7) где М - коэффициент взаимоиндукции между L и Х-св. При внутриемкостном включении контура (рис. 5.12) m = Q{C, -Cs). (5.8) Устойчивый коэффициент усиления каскадов с ОЭ и ОИ, при коэффициенте устойчивости = 0,9 относительно невелик и равняется /Суе. 0,45/1 1/1 У12. (5.9) Устойчивый коэффициент усиления однотранзисторных каскадов можно увеличить, применяя цепи нейтрализавди и коррекции 1 ... 8 9 10 11 12 13 14 ... 25 |
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||