|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 7 8 9 10 11 12 13 ... 25 Волновое сопротивление линии W обычно выбирают равным 50... 100 Ом, чтобы получить приемлемые размеры линии. Чтобы настроить входную цепь на резонансную частоту /о, следует выполнить два условия: 1/щ (Со + Свк) = W tgkl, 1/щ С = Wtg[k ik-l)], (4.70) с помощью которых можно рассчитать емкости конденсаторов С и Со. Входная проводимость 1-го каскада, пересчитанная в последовательное сопротивление линии и отнесенная ко входным зажимам линии, равна Гвх = вх igkl. (4.71)
Рис. 4.24. Эквивалентная схема входной цепи с широкополосным П-образным контуром (рис. 4.22). В режиме согласования полное активное сопротивление линии с учетом потерь, вносимых из антенной цепи, будет в два раза больше: Гэ = 2гвх. Поэтому эквивалентное затухание контура входной цепи в режиме согласования sin(2W)+sin т {li - l)]+2kli Полоса пропускания контура входной цепи 0 = 4 /о. Ослабление по зеркальному каналу Se 20 Ig I fo 3K / J [дБ]. (4.72) (4.73) (4.74) Коэффициент передачи в режиме согласования Ко вцс = 0,5 VgA/gBx. (4.75) Для снижения эквивалентного затухания контура входной цепи применяют неполное включение 1-го каскада ко входу линии (рис. 4.25), при котором коэффициент трансформации равен Швх С, I {С, + С^ + С-вх). (4.76) 0 этом случае в формулах (4.68) - (4.71) х нужно заменить на ёвх, а в формуле (4.70) величину Се + Свх - на (Свх + + Сг) / (Cl 4- Сг + Свх)- При этом коэффициент передачи в ре-й<име согласования Ко ВЦс = 2 V R.t aSbx (4.77) Пример 4.8. Требуется рассчитать входную цепь с широкополосным П-образным контуром (рис. 4.22, 4.24). Исходные данные: контур выполнен на отрезке несимметричной полосковой линии с волновым сопротивлением W = 60 Ом. Диапа-  Рис. 4.25. Схема неполного включения 1-го каскада ко входу линии. зон рабочих частот контура / гп .../max = 510 ...590 МГц. Входные параметры УРЧ §вх = 8,8 . 10 См, Свх = -5,8 пФ, проводимость антенны gA==13,3 10-=* См. Антенна должна быть согласована с входной проводимостью УРЧ. Частота настройки УПЧ /в = 35 МГц. Расчет. 1. Средняя частота диапазона (4.58) / ср = (510 + 590) / 2 = = 550 МГц. 2. Выбираем электрическую длину отрезка линии (на частоте /оср) К I = 30°, откуда / = А = = 0,0455 м. 3. Для выполнения условия согласования рассчитываем длину линии (4.69) /i = 0,0455 + arcsin [V8,8/13,3 sin 30°] = 0.082 м. 6,28 4. Из условия настройки контура в резонанс определяем емкое- ти конденсаторов (4.70): Со + Свх = 1/6,28 550 10 -- 0,577 60 = 8,4 пФ, С = 1/6,28 550 10 . 60tg (360° 0,0365/0,545) = 10,8 пФ. 5. Эквивалентное затухание контура входной цепи (4.72) 4.60.8,8.10-з.0.5 0,866+0,74+1,88 6. Полоса пропускания контура на уровне 3 дБ П = 550 х Х0,15 = 82,5 МГц. 7. Ослабление помехи зеркального канала на = 620 МГц 0,15 V 550 620 ; 5ез = 4,08 дБ. 8. Емкость конденсатора Q = (Со + Свх) ~ Свх = 8,4 4- 5,8s= = 14,2 пФ. 9. Коэффициент передачи входной, цепи (4.75) /Совцо*= = 0,5 1/ 13,3/8,8 = 0,616. 4.4. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ САНТИМЕТРОВЫХ И МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН Функции и элементы входных цепей Входная цепь приемника сантиметровых и миллиметровых волн связывает выход антенно-фидерного устройства со входом 1-го каскада приемника: малошумящим усилителем или смесителем СВЧ. При этом вход и выход входной цепи должны быть согласованы с волновыми сопротивлениями присоединяемых к ним линий передач, чтобы в местах соединения не возникало отражений СВЧ энергии. В зависимости от назначения приемника, его структурной схемы и условий применения входная цепь выполняет либо одновременно все, либо те или иные из следующих функций: - частотная селекция принимаемых сигналов для уменьшения сигналов помех на нерабочих частотах; - защита 1-го каскада от перегрузки и повреждения СВЧ мощностью сигналов, поступающих в приемник на рабочих частотах; - уменьшение влияния изменения выходного импеданса антенно-фидерного устройства на стабильность характеристик 1-го каскада. Частотную селекцию сигналов во входной цепи осуществляют с помощью СВЧ фильтра того или иного вида, который в этом случае называют преселектором. Задачей преселектора является пропускание с малым затуханием сигналов, поступающих на вход приемника на частотах, лежащих в заданной полосе его рабочих частот, и запирание входа приемника (внесение большого затухания) для сигналов, поступающих на частотах, лежащих за пределами рабочей полосы частот. Защита 1-го каскада от перегрузки СВЧ мощностью на рабочей частоте обычно необходима только в радиолокационных приемниках, на вход которых всегда просачивается часть мощности импульсного передатчика РЛС. Эта мощность во многих случаях лежит в пределах от сотен ватт до единиц киловатт в импульсе и более, что неизмеримо превосходит уровни мощности, допустимые для нормальной работы СВЧ полупроводниковых диодов (обычно десят-18 6 ки или сотни милливатт в импульсе), используемых в 1-м каскаде большинства приемников СВЧ. Для защиты диодов от, повреждения просачивающейся мощностью передатчика применяют специальные устройства, в качестве которых чаще всего используют разрядники защиты приемника и полупроводниковые ограничители СВЧ мощности [9]. При использовании в 1-м каскаде приемника регенеративного малошумящего усилителя СВЧ (например, параметрического) нестабильность его характеристик определяется наряду с другими факторами изменением импеданса источника сигнала (антенно-фидерного устройства), подключенного ко входу усилителя. В значительной степени стабилизировать этот импеданс удается с помощью невзаимных ферритовых устройств: циркулято-ров и вентилей, которые, будучи включенными между источником сигнала и усилителем, развязывают их между собой, в результате чего усилитель видит в основном только выходной импеданс ферритового устройства, который относительно постоянен. Все элементы входной цепи приемника должны вносить как можно меньшие потери (для обеспечения низкого коэффициента шума) и обладать достаточно широкой полосой пропускания. Фильтры СВЧ По взаимному расположению полос пропускания и заграждения различают следующие разновидности фильтров: фильтр нижних частот (ФНЧ) (рис. 4.26, а), фильтр верхних частот (ФВЧ) (рис. 4.26, б), полосно-пропускающий фильтр (ППФ) (рис. 4.26, в), называемый также полосовым, полосно-заграждающий фильтр (ПЗФ) (рис. 4.26, г), называемый также режекторным [10, 11, 13. 16, 20]. Фильтры СВЧ достаточно широко применяют в СВЧ устройствах радиоприемников: во входных цепях в качестве преселекторов. На выходе малошумящего усилителя для подавления шумов зеркального канала (см. § 5.5), в параметрических усилителях для разделения цепей различных частот (см. § 5.4) и в других случаях. По используемому типу линии передачи различают фильтры волноводные, коаксиальные, полосковые и микрополосковые, щелевые, а также комбинированные. Фильтры СВЧ на полосковых и микрополосковых линиях строят как на коротких отрезках (рис. 4.26, а, б), так и на резонансных (рис. 4.26, в, г) отрезках линий. Как уже указывалось, для СВЧ ИС на /< 10 ГГц они могут быть реализованы и на элементах с сосредоточенными параметрами (рис. 3.36) Возможность создания фильтров на отрезках линий, играющих роль реактивных элементов, основана на том, что короткозамкну-тые и разомкнутые отрезки линий длиной / < Л/4 эквивалентны Соответственно индуктивности и емкости, а при длинах / = Л/4 ,чли Л/2 они становятся резонансными и эквивалентны параллель- ному или последовательному колебательному контуру (в зависимости о|;длины и того, замкнуты или разомкнуты они на конце). Здесь Л - длина волны СВЧ колебаний в линии передачи в отличие от I.-длины волны в воздухе. Например, ФНЧ на рис. 4.26, а образован чередованием последовательно включенных коротких отрезков линий 1, 1 с большим и малым волновыми сопротивлениями, эквивалентных соответственно индуктивности (из-за большой погонной индуктивности и малой погонной емкости) и емкости (из-за большой погонной емкости и малой погонной индуктивности). В ФВЧ на рис. 4.26, б используются индуктивности   In La. f в . f о f Рис. 4.26. Топологические и эквивалентные схемы фильтров из коротких (а, б) и резонансных (в, г) отрезков линий, а также их частотные зависимости рабочего затухания. в виде короткого отрезка линии 1, который короткозамкнут либо непосредственно, либо через емкость разомкнутого отрезка линии /з с малым волновым сопротивлением W, а емкости фильтра образованы разрывом полоскового проводника. ППФ на рис. 4.26, в построен на резонансных полуволновых отрезках линии (полосковых резонаторах). Верхний вариант ППФ образован рядом одинаковых параллельно связанных линий (длина участка связи равна Л/4) и является наиболее употребительным из-за отсутствия особо критичных размеров. В нижнем варианте ППФ полосковые резонаторы образованы разрывом полоскового проводника с малой шириной зазора, величина которого весьма критична. Пример распространенной схемы ПЗФ на разомкнутых четвертьволновых полосковых резонаторах приведен на рис. 4.26, г. Здесь резонаторы включены параллельно основной линии. Мож- но также построить ПЗФ, параллельно соединяя два отрезка МПЛ с электрическими длинами, отличающимися на Л/2, как, 188 например, в кольцевом ПЗФ, показанном на рис. 7.15,6. Такой ПЗФ легко получается из двухшлейфного моста (рис. 3;28) или из кольцевого моста (рис. 3.30), если в них исключите; подво-дяи4ие отрезки линий, образующие плечи 2, 4.  Рис. 4.27. Топологическая схема {п-1-1)-звенного полоскового и микрополо-скоВого ППФ на одинаковых связанных линиях. Расчет и проектирование фильтров СВЧ различных типов подробно излагаются в [10, 11, 13, 16). Рассмотрим приближенный метод проектирования полоскового и микрополоскового ППФ на одинаковых связанных линиях (рис. 4.26, е,4.27). Основными исходными данными для проектирования являются (рис. 4.28): средняя рабочая частота fo, полоса пропускания Ппр=/пр-/-пр. определяемая граничными частотами /др и/ цр; затухание в полосе пропускания Z-n (без учета активных потерь), принимаемое обычно равным Ln = 0,5; 1 или 3 дБ; полоса заграждения Пд = /д- -/-а,определяемая граничными частотами /д и f-, затухание на границах полосы заграждения Ls (обычно и = 15... 30 дБ); волновые сопротивления подводящих линий Wo- Вместо П3 может быть задана полоса перехода П„ер= /з -/пр=/-пр- Наиболее широко используемыми функциями аппроксимации частотных характеристик фильтров являются полиномы Чебышева и максимально пло-  l:AS Ж  Рис. 4.28. Чебышевская (/) и максимально плоская (2) частотные характеристики рабочего затухания ППФ. ские функции Баттерворса (рис. 4.28). Чебьпыевская характери- стика имеет более крутые склоны по сравнению с максимально плоской (меньшую величину полосы перехода Tlgp) но зато пульсирующий характер затухания и коэффициента стоячей волны (КСВ) в полосе пропускания. Для получения чебышевской характеристики требуется меньшее число звеньев фильтра, чем для получения максимально плоской. Рассматриваемый метод проектирования ППФ, изображенного на рис. 4.27, основан на использовании в качестве прототипа низкочастотной схемы ФНЧ из п элементов с сосредоточенными параметрами. Частотная характеристика такого ФНЧ определяется выражениями [13]: - при чебышевской аппроксимации L = 1 + (L -l) П,( /пр). (4.78) - при максимально плоской аппроксимации 1 = 1 + (L -l) ( / p)2 (4.79) где Тп iflfnv) - полином Чебышева 1-го рода п-го порядка, а затухания L и выражены в безразмерных единицах. Если в этих выражениях заменить / р на (/-/ ) / (/ р-/ ) = 2А ГТпр, то они будут описывать частотную характеристику ППФ, расположенную справа от /о (рис. 4.28). Левая часть характеристики является зеркальным отображением правой. Число элементов п прототипной схемы ФНЧ рассчитывают по формулам: - при чебышевской характеристике ж archy(L3-l)/(V-l) go агсЬПз/Пцр - при максимально плоской характеристике ~ 1§У(з-1)/(/-п-1) Ig Пз/П„р (4.81) где затухания и выражены в безразмерных единицах. Полученное при расчете число п округляют до ближайшего целого. Число звеньев проектируемого ППФ должно быть на единицу больше (рис. 4.27). Электрическая длина отрезков связанных линий всех звеньев ППФ одинакова и равна /j.....( +i) = Л^М, где Л = - длина волны в линии на частоте / , - эффективная диэлектрическая проницаемость среды в линии (для симметричной полосковой линии еэ = е, где е - относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика линии - см. § 3.4). В микрополосковом ППФ геометрические длины этих отрезков могут отличаться из-за различия неличин Л, в линиях с разными волновыми сопротивлениями и разной шириной зазора S между связанными линиями при 190 неизменной длине волны В воздухе о, что обусловлено неодинаковостью эффективной диэлектрической проницаемости е^. в рассматриваемых отрезках (рнс. 4.29, б). Величины li {i принимает;, значения от 1 до л + 1) вычислякя после определения размеров Wl и Sj. Для этого необходимо рассчитать волновые сопротивления связанных линий (-Г0 звена фильтра при четном loi и нечетном видах возбуждения: Wf = W,[\ + A, + A\); W]=.W,{\-Ai + A% (4.82)  о,г 0,3 0,4 0,6 1,0 а 2,0w-lh\ 0,1- 0,8 1,1 1,8 w/i
Рис. 4.29. Зависимость параметров параллельно связанных микрополосковых линий от размеров МПЛ (wlh) и нормированной ширины зазора (sih) между полосками (подложка с е=9,6) [13, 20]: в - волновые сопротивления МПЛ при четном (Woe) и нечетном (IPoo) видах возбуждения; 6 - эффективная диэлектрическая проницаемость среды в МПЛ, где - заданное Aigoiygi-igi, (4.83) волновое сопротивление подводящие; линии на входе и выходе фильтра; gi - обобщенные параметры прототипной схемы ФНЧ, определяемые по таблицам [10, с. 517, 548], за исключением крайних элементов и gn+i- Последние рассчитывают по формулам go = пП р/2/о; gr+i = gjr, (4.84) где коэффициент г при четном числе элементов п чебышевского про-тогипного ФНЧ равен г = th [0,25 In (cth 0,058Ln)], причем Ln вьгражено в децибелах или определяется по таблице [10, с. 517] Для заданной величины Ln- Во всех остальных случаях г = 1. Размеры звеньев микрополоскового фильтра находят с помощью Графиков рис. 4.29. Откладывая вычисленные по формуле (4.82) значения волновых сопротивлений 1,V, W- на графике Ри*:. 4.29, а так, чтобы они располагались на одной вертикальной линии выше и ниже кривой s i = оо и в то же время на кривь с одинаковой величиной отношения s t, определяют соответствую ш.ие такому расположению значения (ш/Л); и (s/h)i всех звеньев проектируемого ППФ. Используя эти данные, по графику рис. 4.29, б находим величину еэ() звеньев и рассчитываем далее длины отрезков h = Хо/4 Ya (1). На этом проектирование топологической схемы ППФ закан-чивается. Рассмотренная частотная характеристика рабочего затухания фильтра (рис. 4.28) обус-ловлена частотной зависимостью коэффициента отражения от фильтра, т. е. рассогласованием его входного импеданса о подводящей линией. Эта характеристика не учитывает наличия активных потерь в фильтре (потерь рассеяния), связанных с поглощением и излучением СВЧ энергии в его элементах. Потери рассеяния создают начальные потери фильтра (в середине полосы пропускания и на ее  Рис. 4.30. Влияние потерь рассеиния на частотную характеристику рабочего затухания фильтра (пунктиром показана характеристика того же фильтра без потерь рассеяния). Ьо[дБ]я4,34 (4.85) границах Lorp) и существенно влияют на частотную характеристику фильтра. Она не только приподнимается относительно оси частот на величину Lo (рис. 4.30), но и изменяется по форме. Например, в микрополосковом ППФ приемлемое затухание в полосе пропускания (3-5 дБ) можно получить только при п = 2 и Ппр о> 5% [12]. Другими словами, при использовании микрополосковых резонаторов потери в МПЛ ограничивают возможность создания узкополосных фильтров СВЧ с крутыми склонами характеристики. Потери рассеяния фильтра в середине полосы пропускания можно приближенно рассчитать по формуле [11,16] где п число элементов прототипной схемы ФНЧ (число полуволновых резонаторов ППФ); gt - обобщенные параметры этой схемы, определяемые, как уже указывалось, по таблицам [101; Qoi - собственная добротность i-ro резонатора фильтра. Во многих случаях добротности резонаторов фильтра можно считать одинаковыми Qoi = Qo и рассчитывать по формуле г„[дБ] = 4,34- (- 1= 1 Потери рассеяния фильтра на границах полосы пропускания приближенно оцениваются соотношением [11] огр [дБ] = (2 ... 3) Lo. (4.87) Таким образом, суммарное затухание фильтра на границах полосы пропускания равно Z-srp [дБ] = L + Lo гр. (4.88) Для расчета потерь Lo необходимо предварительно найти собственную ненагруженную добротность одиночного резонатора фильтра Qo, которая для полосковых и микрополосковых устройств определяется из соотношения 1/<Зо == 1/<Зп + l/Qn + 1/Q , где Q , Qn и Qh - собственные добротности резонатора, определяемые при учете только соответственно потерь проводимости в проводниках, диэлектрических потерь в диэлектрике линий и потерь на излучение с разомкнутого конца линии. Добротность Qn резонатора, выполненного на отрезке линии передачи любого типа, равна Qn = л/рф пЛ, (4.89) где Рф п - погонные потери проводимости линии передачи в неперах; Л - длина волны в линии передачи [10, 11]. Для микрополоскового резонатора с учетом формул (3,59), (3.60) для Рф а получаем Q =wWVTVaf/6. (4.90) где частота / выражена в гигагерцах. Добротность, определяемая диэлектрическими потерями, рассчитывается по приближенному соотношению Qn 1/ tg б, где tg б характеризует потери в диэлектрике резонатора. Тогда добротность резонатора, обусловленная поглощением энергии в нем, равна Рид = QnQJiQu + <3д) = Qn/(l + Qn tg б). (4.91) Для высококачественных диэлектриков, имеющих tg б л; 10 *. обычно используемых для полосковых и микрополосковых устройств, Q > Qn и Qnn X Qn. Потери на излучение с разомкнутого конца линии можно учесть, введя специальный коэффициент снижения добротности из-за излучения т]. В этом случае 1/<Зо = i/Qn + 1/<Зи = i/riQnn. (4.92) откуда следует, что т) = (1 -f Qnn/Q )~ и ненагруженная добротность одиночного резонатора равна Qo = r\Qnn == nQn (1 + Qn tg 6). (4.93) Для резонаторов на разомкнутых отрезках несимметричной полосковой линии [14] Т1 = 1 - 5,04.10* 28эУ8э Уеэ-1 J W где/t-толщина подложки; I - длина волны в воздухе; IF-. волновое сопротивление линии одиночного резонатора. Формула справедлива при условии (йД)у^е- 1<0,25. Для микрополосковых резонаторов, имеющих е 10, W 50 Ом, в диапазоне сантиметровых волн {I = 1 ... 10 см) величина т] 0,5 ... 0,9. Пример 4.9. Требуется спроектировать микрополосковый ППФ на одинаковых связанных линиях и рассчитать его затухание в полосе пропускания. Исходные данные: средняя частота полосы пропускания /о = = 9 ГГц; полоса пропускания Ппр = 0,6 ГГц по уровню затухания без учета активных потерь L = 1 дБ; полоса заграждения Пд = = 1,8 ГГц по уровню затухания Ц = 20 дБ; волновое сопротивление подводящих линий Wo = 50 Ом. Подложка толщиной h = 0,5 мм имеет е = 9,6 и tg 6 = 10-*. Материал проводников медь. , Расчет 1. Выбираем чебышевскую аппроксимацию частотной характеристики, поскольку она обеспечивает более крутые склоны при меньшем числе звеньев фильтра по сравнению с максимально плоской характеристикой. Следовательно, и суммарное затухание в полосе пропускания будет тоже наименьшим, что весьма важно для микрополосковых фильтров, активные потери которых относительно велики. 2. По формуле (4.80) определяем необходимое число элеме11Тов прототипной схемы ФНЧ arch У(100-1)/(1.26-1) g arch (1,8/0,6) Полученный результат округляем до ближайшего целого п = 2 (два полуволновых резонатора). Следовательно, необходимое число связанных четвертьволновых звеньев фильтра равно п -f 1 = 3. 3. По справочнику ПО, с. 537J для значения = 1 дБ на;одим величину 1/г = 2,66 и обобщенные параметры прототипа = 1,822 и 2 = 0,685. 4. По формуле (4.84) рассчитываем go = 0,3 3,14/9 = 0,105 и gn+i = g3 = 0,105 . 2,66 = 0,279. 5. По формуле (4.83) определяем коэффициенты Ai = = 0,105/1/0,105 1.822 = 0,24: А, = 0,105/]/1,822 0,685 = 0,0936; Аз = 0,105/У0,685 0,279 = 0,24. Таблица 4.3
Параметры и размеры Результат расчета для звена
6. По формуле (4.82) рассчгтываем волновые сопротивления связанных линий каждого i-ro звена фильтра при четном Woe и нечетном Wil видах возбуждения. Результаты расчета приведены в табл. 4.6. 7. Используя полученные значения Woe и WH, по графику рис. 4.29, а указанным способом находим отношения размеров МПЛ каждого звена {wlh)i и соответствующую относительную ширину зазоров связанных линий (s t),- (см. табл. 4.6). Необходимые для получения этих данных кривые с промежуточными значениями sIh, отсутствующими на рис. 4.29, а, определяем приближенно, интерполируя между имеющимися значениями sIh. Величину (wlh) = = 0,97 для подводящих линий находим по пунктирной кривой, соответствующей sIh = оо. Абсолютное же значение размеров Wi и Si определяем через заданную толщину подложки h = 0,5 мм. 8. По кривым рис. 4.29, б находим эффективную диэлектрическую проницаемость МПЛ каждого звена e,; и с ее помощью соответствующие длины четвертьволновых отрезков связанных линий /ip= ?о/4 Уе.,- = с/4/оУ8эг= 33,3/4 yi [мм], где с = 3 10 см/с - скорость света в воздухе. Полученные длины отрезков /го необходимо скорректировать на величину Д/;, определяемую по рнс. 3.40 и учитывающую влияние концевой емкости разомкнутого конца четвертьволнового отрезка МПЛ. Поэтому требуемые длины отрезков МПЛ каждого звена равны h = /го - А/,- (табл. 4.6). 9. Затем составляем топологическую схему спроектированного ППФ (рис. 4.31). 10. Перейдем к расчету суммарного затухания ППФ в полосе пропускания. Поскольку геометрические размеры микрополосковых резонаторов фильтра близки между собой, полагаем их ненагру-енные добротности Qo одинаковыми и потери рассеяния фильтра 2 середине полосы пропускания рассчитываем по формуле (4.86). Добротность Qo определяем для четвертьволновых резонаторов одинаковых между собой крайних звеньев фильтра, полагая резо-натор несвязанным. Вычисляем по формулам (3.56) и (3.58а) =. 0,5 [ 1 + 9,6 + (9,6- 1 )/Т/1 + 10-0,5/0,445] = 6,53, W = Ъ\МУ% (1 + 0,89) = 53,5 Ом и, используя данные табл. 3.5, по формуле (4.90), находим добротность резонатора, обусловленную потерями проводимости: Q = 0,445-10- -53,5 У6,53 У5,8-10 9/6 = 232. щ = 0,45 Рис. 4.31. Топологическая схема микрополоскового ППФ, рассчитанного в примере 4.9. Учитывая, что tg б == 10-*, получаем по формуле (4.91) £?пд Qn = 232. По формуле (4.94) находим значение коэффициента f 0,5 \1.8 [- 6.53+1 33,3 ) т1 = 1 - 5,04-10* 6,53 (6,53-1) Уб,53 + 1 63,5 = 0,804, 2-6.53 Уб,53 Уб,53-1 а по формуле (4.93) рассчитываем ненагруженную добротность резонатора Qo = 0,804 - 232 = 187. Теперь можно по формуле (4.86) определить потери рассеяния в середине полосы пропускания Lo = 4,34 . 9 (1,822 + 0,685)/0,6 187 = 0,87 дБ. Потери рассеяния на границах полосы пропускания найдем по формуле (4.87), полагая в ней численный коэффициент равным 2,5. Тогда Lorp == 2,5 0,87 = 2,18 дБ. Суммарное затухание фильтра на границах полосы пропускания согласно формуле (4.88) равно Urp = 1 + 2,18 = 3,18 дБ. Микроминиатюрные узкополосные ППФ и ПЗФ для СВЧ ИО удается создать, если в качестве резонатора использовать не отрезок линии передачи, а ферритовый образец из монокристалла железо-196 лттриевого граната (ЖИГ) в виде обычно весьма малой хорошо отполированной сферы [7, 11]. Такие фильтры называют ферритовьши. Сфера ЖИГ, помещенная в магнитное поле, в котором СВЧ поле и внешнее поле от электромагнита взаимно перпендикулярны, в силу физических свойств ферритов резонирует на частоте ферромагнитного резонанса [11, 15], равной в мегагерцах /о = 3,51 . Ю-Яо, (4.95) где Яо - напряженность внешнего магнитного поля, А/м. Изменяя величину внешнего поля Яо, можно легко и в широких пределах перестраивать резонансную частоту по линейному закону, что практически очень удобно. ЖИГ резонатор из-за весьма малых собственных потерь в феррите обладает высокой ненагруженной добротностью Qo = 1000 ... 10 ООО вплоть до коротких миллиметровых волн, но при условии весьма совершенной полировки поверхности сферы. Связи ЖИГ резонатора с подводящими линиями могут быть реализованы согласно рис. 4.32, а. Сфера ЖИГ размещается в центре двух ортогонально расположенных петель связи, плоскость которых совпадает с направлением поля Яц. При Яд = О связь между входом и выходом фильтра почти отсутствует из-за ортогональности взаимного расположения петель связи. При наличии поля Яо благодаря ферромагнитному резонансу в сфере ЖИГ через нее происходит передача электромагнитной энергии от входа к выходу, несмотря на ортогональность петель. В полосковом и микрополосковом ферритовых фильтрах (рис. 4.32, б) петли связи образованы тонкими металлическими полосками, один конец которых припаян к подводящей линии, а второй - к разомкнутому четвертьволновому отрезку, через малое входное сопротивление которого петля оказывается соединенной по СВЧ с заземленной пластиной линии. Ферритовый резонатор и фильтр рассчитывают на основе ненагруженной Qo, внешней Qbh и нагруженной Qb добротностей резонатора. Для ЖИГ резонатора в форме сферы ненагруженная добротность равна Q = (Яо - /Ио/3)/ДЯ, (4.96; где Мо-намагниченность насыщения ферритовой сферы; АЯ-ширина линии ферромагнитного резонанса сферы. У монокристаллов железо-иттриевого граната в зависимости от внутренней струк-уры и качества обработки поверхности величина этих параметров лежит в пределах: ДЯ = 20 ... 40 А/м, при этом/Ио = 1,4 Ю^А/м; = 40 ... 80 А/м, при этом Мо = (1,4 ... 0,08) 10 А/м. Требуе-5ая величина Нп определяется по формуле (4.95). Внешние добротности ЖИГ резонатора Qbhi и Qbh2. обусловленные внешней нагрузкой каждой петли связи, равны [11] вн1.г 10-/?н (4.97) где г-радиус петли, м; У^ф - объем сферы, м^; -сопротивление нагрузки петли связи, Ом; Lcb- собственная индуктивность петли, Г (см., например, рис. 4.33). Добротности резонатора связаны между собой соотношениями: Qh = QoQbh/(Qo + Qbh). вн2Л (4.98) где Qbh - результирующая внешняя добротность. При Qbhi == == Qbh2 = Qbho. что обычно И использустся, Qbh = Qbho/2. в одно-резонаторном фильтре нагруженная добротность и полоса пропускания по уровню затухания Ln = 3 дБ связаны известной зависимостью (4.99)   Вхв§ Рис. 4.32. Устройство связи ЖИГ резонатора с подводящими линиями с помощью индуктивных петель (а) в пример построения микрополоскового ферритового фильтра на ЖИГ резонаторе (б): / - сфера ЖИГг о иш связи; 3 - микрололосковая линия; подложка. В узкополосных многорезонаторных полосно-пропускающих фильтрах, как следует из теории [П], потери рассеяния в середине полосы пропускания Lq (рис. 4.30) получаются минимальными в том случае, когда эти ППФ проектируют на основе прототипной схемы ФНЧ с одинаковыми элементами, обобщенные параметры которых равны gi = I, i - О, [п + 1). Поэтому в многорезонаторных ферритовых ППФ, являющихся узкополосными фильтрами, используют одинаковые ЖИГ резонаторы с одинаковыми внешними добротностями <Эвно и одинаковыми коэффициентами связи между резонаторами (требуемые коэффициенты связи устанавливают экспериментально). Необходимое число резонаторов п такого ППФ рассчитывают по формуле [11] п (La2 -f 6)/20 Ig (Пз/Пор), - (4.100) где Lsx = La -f Lo - полное затухание фильтра на границах полосы заграждения Пд, выраженное в децибелах (рис. 4,30). Величины Lgs, Пд и П^р должны быть заданы, причем полоса пропускания Ппр должна быть задана по уровню затухания Ln 1 дБ. Рассчитанное значение п округляют до ближайшего целого и определяют требуемую внешнюю добротность ЖИГ резонатора Qbho Qbhi ~ Qbh2 по формуле /о <Звно = тг-ап1 Ig- 3 + 6 (4.101) т 1Z00 Рис. 4 33. Зависимость внешней добротности ЖИГ резонатора (рис. 4.32, б), рассчитанной по формуле (4.97), от величины радиусов сферы Лсф и петли г: Расчет для U - 9375 МГц. йв ~ W = 50 Ом, ширины ленточного проводника петли 0,4 мм и i-ся, определяемой по формуле (3.71). tOOB 800 too т zoo о
OA 0,В 0,8 1,0гсф,нм где L32-в децибелах. Уточняют полосу пропускания Ппр по уровню Ln iw 1 дБ, которая будет получена в ППФ с выбранным числом резонаторов п, по соотношению Ппр о = 1/<Звно. (4.102) Используя рассчитанную по формуле (4.101) добротность Qbhw можно с помощью рис. 4.33 определить необходимые величины ра диусов сферы и петель связи. Потери рассеяния рассчитываемого ППФ в середине полосы про-вускания равны Lo = 4,34nQBHo/Qo 1дБ1, (4.103) где Qo - ненагруженная добротность ЖИГ резонатора. Суммарное затухание ППФ на границах полосы пропускания рассчитывается по формуле (4.88), где Ln = 1 дБ. Практическщ потери рассеяния Lq получаются больше значения, рассчитанног по формуле (4.103), вследствие того, что реальная добротность Q, оказывается меньше расчетной величины по формуле (4.96) из-з4 потерь рассеяния в элементах крепления ферритовой сферы и петля! связи резонатора с подводящими линиями. В практических конструкциях ферритовых фильтров с различным числом резонаторов (от 2 до 4) получено: Lo = 2 ... б дБ, Пцр = 20 ,., 30 Airn, диапазон электрической перестройки резонансной Частоты (магнитным полем) (/о max .../о тш) о mm = 0,5 3, за-Ъ-аиие в полосе заграждения 40-80 дБ, Пример 4.10. Требуется рассчитать мнкрополосковый ферритовый ППФ на ЖИГ резонаторах с петлевой связью (рис. 4.32), Исходные данные: /о = 9375 МГц, Ппр = 20 МГц по уровню затухания = 1 дБ, Пд = 100 МГц по уровню затухания L31 = = 20 дБ, волновое сопротивление микрополосковых линий, соединенных с петлями связи, W - Ra = 50 Ом. 1. По формуле (4.95) рассчитываем требуемую напряженность внешнего магнитного поля Яо = 9375/3,5 10- = 2,67 10 А/м. 2. Для ферритовой сферы выбираем монокристалл ЖИГ с АН ~ - 40 А/м и Мо = 1,4 10 А/м и по формуле (4.96) определяем ненагруженную добротность жиг резонатора Qo - (2,67 10 - - 1,4 10/3)/40 = 5500. 3. Необходимое число резонаторов фильтра находим по формуле (4.100): п = (20 + 6)/20 Ig (100/20) = 1,86. Округляем до ближайшего целого и принимаем п - 2. 4. Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора, обусловленная каждой петлей связи, согласно (4.101) QbhO - 937.5 ant Ig 20+6 20.2 = 419. 5. Из рис. 4.33 по верхней кривой для Qbho = Qbhi,2 = 419 находим, что требуемый радиус сферы г^ф = 0,54 мм и, следовательно, требуемый радиус петли связи в этом случае равен г = Згсф = = 1,62 мм. Таким образом, определены необходимые исходные данные для конструирования ЖИГ резонаторов и петель связи, выполненных из ленточного проводника шириной 0,4 мм. 6. По формуле (4.102) уточняем полосу пропускания двухрезо-наторного ППФ П^р = 9375/419 = 22,4 МГц. 7. По формуле (4.103) рассчитываем потери рассеяния ППФ на резонансной частоте / : Ц = 4,34 2 419/5500 == 0,66 дБ. 8. Полагаем потери рассеяния на границах полосы пропускания согласно формуле (4.87) равными £ гр = 2,5Lo == 1,65 дБ. Тогда суммарное затухание фильтра на границах полосы пропускания [формула (4.88)] Lrp = 1 + 1,65 = 2,65 дБ. Устройства защиты приемника^ Защиту диодов входного каскада радиолокационного приемника от перегрузки и повреждения СВЧ сигналами (от собственного передатчика РЛС или от внешних источников помех) в полосе рабочих частот, как уже указывалось, обычно осуществляют разрядниками защиты приемника (РЗП) п ограничителями СВЧ мощности на полупроводниковых диодах. РЗП является га,зоразрядным прибором СВЧ и представляет собой газонаполненный полосно-пропускающий фильтр, в котором 200 При увеличении уровня мощности, начиная с некоторого порогового значения, назывйемого мощностью зажигания, возникает разряд. Последний вносит большое затухание для сигнала высокого уровн;! мощности (до 50-60 дБ), что и обеспечивает защиту входного каскада. Для получения требуемых защитных параметров в РЗП имеется специальный электрод вспомогательного разряда, к которому подводят постоянное напряжение 600 ... 800 В. To.v вспомогательного разряда составляет обычно 50 ... 100 мкА. Hpi; отсутствии этого напряжения, т. е. в условиях, когда аппаратур:!   Рис. 4.34. Широкополосные РЗП сантиметровых и миллиметровых диапазонов волн. выключена, защитные свойства РЗП существенно ухудшаются. В настоящее время разрабатываются РЗП, в которых для созданил начальной концентрации свободных электронов в разрядно.м промежутке вместо электрода вспомогательного разряда используют малый источник радиоактивного излучения, направленного в сторону разрядного промежутка. Такие РЗП не требуют никаких источников питания и имеют ббльшую долговечность. РЗП сантиметровых и миллиметровых волн обычно представляют собой волноводиые конструкции (рис. 4.34). Поэтому к полосковым и микрополосковым СВЧ устройствам их подключают с помощью волноводно-полосковых и волноводно-микрополосковых переходов, конструктивно осуществляющих согласованный (с малым КСВ) переход от волновода к полосковой или микрополосковой линии передачи [7, 13, 20]. РЗП описываются двумя группами параметров: параметрами низкого уровня мощности, характеризующими свойства РЗП в ре-Жиме приема слабых сигналов (СВЧ разряда нет), и параметрами высокого уровня мощности, характеризующими его защитные и некоторые другие свойства при воздействии на него мощных импульсов СВЧ (происходит СВЧ разряд). К параметрам низкого уровня мощности относятся: полоса рабочих частот Прад = /юах - -/min, выраженная в процентах по отношению к средней частоте Рабочего диапазона частот Прад о%; потери в режиме приема Lap дБ] и коэффициент стоячей волны (КСВ). Основными параметрами Высокого уровня мощности являются: максимально допустимая км- Таблица 47
пульсная мощность Р„ [кВт] на входе РЗП; мощность зажигания Рзаж [мВт], представляющая собой максимальную импульсную мощность, просачивающуюся на выход РЗП; энергия пика [Дж] и мощность плоской части [мВт] просачивающегося через РЗП СВЧ импульса во время его горения; время восстановления РЗП    Рис. 4.35. Внешний вид (а) и примеры конструкций (б\ типичных полупроводниковых диодов в керамическом корпусе: / - ленточный вывод: ! - полупроводниковая структура; 3 - керамика; /, U, Щ варианты конструкции корпуса.  Сш1 -г- Рис. 4.36. Эквивалентные схемы отра-ничительных полупроводниковых диодов на низком (а) и высоком (б) уровнях мощности. 1 [\!кс], характеризующее время после окончания входного импульса СВЧ, в течение которого потерн РЗП снизятся до условной величины Lnp + 6 дБ (иногда Lnp + 3 дБ). Максимальные значения параметров (за исключением величины Пра^ о, которая является минимальной) широкополосных РЗП сантиметровых и миллиметровых волн приведены в табл. 4.7. Устройство, свойства и характеристики РЗП подробно рассмотрены в 19]. Диодный ограничитель, в отличие от РЗП, как правило, не т^-бует никаких питающих напряжений и поэтому обеспечивает заищту как при включенной, так и при выключенной аппаратуре. Он характеризуется двумя состояниями: состоянием пропускания при малой мощности сигнала, т. е. на низком уровне мощности (потери пропускания Lnp малы), и состоянием запирания при большой мощности сигнала, т. е. на высоком уровне мощности (потери запирания Lggn велики). Активным элементом ограничителя является полупроводниковый ограничительный диод, импеданс которого изменяется при изменении мощности воздействующего сигнала. Полупроводниковая структура ограничительного диода может быть р-п- и p-i-п-типа, но чаще она ближе к р-л-типу 19]. Конструктивно ограничительные диоды, как и все другие типы СВЧ диодов, могут быть корпусными и бескорпусными. В первых (рис. 4.35) полупроводниковая структура заключена в герметичный корпус (обычно керамический), с металлическими выводами. У вторых полупроводниковая структура либо не содержит никаких элементов корпуса, либо имеет металлическое или керамическое основание и заливку электроизоляционной смолой, подобно таблеточной конструкции диода (рис. 4.37). Конструктивная емкость корпуса Сцои бескорпусного диода (рис. 4.36) обычно весьма мала (не более 0,05 пФ). Последовательная индуктивность вводов диода Lno(,:=0,2 ... 2нГ. Емкость корпуса миниатюрных корпусных диодов равна Скои = 0,1 ... 0,4 пФ. Основными параметрами ограничительного диода являются яе-линейная емкость перехода (С^ер) и эквивалентные сопротивле!тя потерь диода на низком (г„из) и высоком (Гвыс) уровнях мощности (рис. 4.36). Обобщенным параметром диода является его критическая частота (4.104) равная такой рабочей частоте, на которой Lnp = Lgan. т. е. отсутствует ограничение. На практике значения этих -параметров для диодов сантиметровых и миллиметровых м)лн лежат в следующих пределах: Сцеп - от сотых долей до одной пикофарады, г„ 1 ... 7 8 9 10 11 12 13 ... 25 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||