|
| |
  |
Теория строительства Книги и журналы сопротивлений) к абсолютным производим по формуле Zj = Tj - \xj = {tj - ir;)/(2u;jCmi„). (9.22) В отражающей схеме = 0, rjq = О, и эти графики на рис. 9.12, 9.14 отсутствуют. На рис. 9.15 приведены графики нормированного смещения [/„, подаваемого на варакторы. Абсолютное смещение (9.23) Если по расчету получается Uo > О, т.е. варактор оказывается смещенным в положительную сторону (открытым), ТО практически можно считать смещение равным нулю. Для определения амплитуды напряжения промежуточной частоты используют кривые gjjq(;i) (рис. 9.15). Абсолютное значение напряжения ПЧ рассчитываем по (9.20). Проектирование цепей согласования варакторов в диодной секции волновода является сложной электродинамической задачей, поэтому ее решают в значительной мере экспериментально. В проходной схеме смесителя (см. рис. 9.7) в качестве элементов согласования используют коаксиальные шлейфы W6 и W7 и короткоза- мкнутый отрезок волновода W8. Настройку смесителя целесообразно начинать с согласования с нагрузкой. При этом сопротивление, вносимое со стороны нагрузки последовательно с отрицательным сопротивлением -Кэквых, ДЛЯ каждого диода должно быть равно Кэк вых . Настройку диодной камеры ведут по максимуму выходной мощности изменением длин коаксиальных шлейфов W6 и W7 и перемещением замыкателя волновода W8. Следующим этапом настройки является согласование смесителя с гетеродином. Настройку производят с помощью винтов в волноводной секции W2 по минимуму отраженной мощности гетеродина в балластной нагрузке циркулятора W1. При этом меняется режим работы варакторов, что требует контроля уровня выходной мощности и подстройки элементов согласования с нагрузкой. В отражающей схеме рис. 9.8 элементом согласования кроме коаксиальных шлейфов W3 и W4 служит короткозамкнугый отрезок волновода W1, при изменении длины которого меняется реактивное сопротивление в сечении, где включены варакторы. Волновое сопротивление коаксиальных шлейфов выбирают равным 50... 120 Ом, длину - несколько больше Адвых/2. Внутренний цилиндр шлейфа образован втулкой, являющейся продолжением втулки крепления диода (см. рис. 9.6). В смесителе на ПЛ (см. рис. 9.9) согласующие шлейфы W5 и W7 можно выполнить различным образом. Один из вариантов состоит в том, что каждый варактор подсоединяют к блокирующему конденсатору (СЗ или С4), который на СВЧ имеет сопротивление порядка единиц ом, через отрезок ПЛ, компенсирующий эквивалентное реактивное сопротивление варактора 1жэкв = 11,Д -Ь вых. Тогда шлейфы W5 и W7 представляют собой четвертьволновые отрезки ПЛ с волновым сопротивлением шл = л/2оТт,ых- Полосовые фильтры СВЧ на выходе смесителя строят на отрезках ПЛ или на цепочках связанных резонаторов с дифракционной связью между резонаторами через отверстия в поперечных сплошных диафрагмах в волноводе. Расчет таких фильтров выполняют по [3.2]. В последние годы также стали применять полосовые фильтры с резонаторами, заполненными диэлектриками, а на частотах до 1.. .2 ГГц фильтры На поверхностно-акустических волнах. 9.5. Проектирование модуляторов передатчиков РРС Частотная модуляция на /пч = 70; 140 МГц при передаче многоканального ТФ сигнала или ТВ сигнала с девиацией частоты до 5 МГц требует перестройки частоты ЧМАГ в пределах, которые трудно реализовать на варикапах с "резким" переходом. Здесь имеют преимущество  Рис. 9.16 ДИОДЫ со "сверхреэким" переходом, когда п > 2. Приборы с такими переходами желательно включать с максимальным коэффициентом управления Ру. Расчет ЧМАГ выполняют по методике, приведенной в § 8.3. Манипуляторы цифровых сигналов являются частью модемов. Модем представляет собой единый конструктивный блок, где при передаче •информационный цифровой сигнал (ЦИС) преобразуют в модулированный на ПЧ радиосигнал, а при приеме выполняют обратное преобразование. Сигналы двухпоэиционной и четырехпоэиционной частотной манипуляции формируют в ЧМАГе, сигнал 2-ОФМ - в балансном смесителе. Многопоэиционные сигналы 4-ОФМ, 8-ОФМ, 16-КАМ, 64-КАМ получают в схеме, в основу которой положена схема квадратурного балансного смесителя (рис, 9.16)*. Все этапы обработки ЦИС: разделение в преобразователе кода ПК на две последовательности, формирование двух модулирующих напряжений S[ \л Sq \л их низкочастотную фильтрацию - выполняют в цифровом виде в процессорном блоке. Сформированные модулирующие сигналы и преобразуют в ЦАП в аналоговую форму и подают на два сигнальных входа квадратурного балансного смесителя. Балансные модуляторы БМ1 и БМ2 вместе с сумматором размещают в одной БИС. Выходной полосовой фильтр, выделяющий рабочую полосу частот, строят в зависимости от рабочего диапазона на LC-элементах либо на отрезках ПЛ или используют ПФ на ПАВ. Выходной усилитель ПЧ обеспечивает требуемый уровень сигнала. При создании приемопередающих устройств РРС используют выпускаемые различными фирмами модемы. Как пример приведем параметры модема МД-34 фирмы "Радиан", г Санкт-Петербург: Скорость цифрового потока............................ 34,368 Мбит/с Модуляция............................................. 4-ОФМ Полоса частот на уровне -30 дБ....................... 70±14 МГц Выходной уровень сигнала на Я = 75 Ом............... -500 ± 50 мВ (эфф) Уровень сигнала ПЧ на входе модема (при приеме)..... 50.. .500 мВ (эфф) Потребляемая мощность..................:............. Не более 12 Вт Масса.................................................. Не более 2,5 кг * Некоторые варианты схем формирования многопозиционных сигналов рассмотрены в [1.34, гл. 4]. I №5 2i vm 2R2 ЧН .вход ~цис Другая типичная схема СВЧ манипулятора 4-ОФМ - схема отражающего типа с коммутируемыми pin-диодами (рис. 9.17). Основу схемы составляют два шлейфа на ПЛ, подключенные к циркуляторам W1 и W2. Волна СВЧ из циркулятора W1 попадает в шлейф W3, где отражается от pin-диода VD1. Аналогично в шлейфе W5 волна отражается от pin-диода VD2. Диоды коммутируются цифровыми управляющими сигналами, формируемыми преобразователем кода ПК. В зависимостим от поданного на pin-диод напряжения он находится либо в открытом состоянии с низким сопротивлением либо в закрытом с высоким сопротивлением Д . В результате меняется фаза отраженной от диода волны. Первый шлейф изменяет фазу на ip, второй - на /2, для чего используют Рис. 9.17 дополнительный отрезок ПЛ W7. Линии W3 и W5 идентичны, их волновое сопротивление определяется конструкцией циркуляторов. Остальные элементы схемы: ПЛ W4 и W6 с волновым сопротивлением Z, конденсаторы С1-С4, индуктивности L1 и L2, резисторы R1 и R2 являются согласующими. Расчет манипулятора приведен в [2.1, 9.5]. 9.6. Проектирование генераторов на полевых транзисторах и ЛПД Проблема упрощения тракта гетеродина - отказ от многокаскадных усилительно-умножительных цепочек (см. рис. 9.2) - всегда была актуальной. В верхней части СВЧ диапазона (/ > 10 ГГц) для генерации СВЧ колебаний широко используют генераторы на ЛПД и диодах Ганна. На частотах ниже 20 ГГц в последние годы стали применять АГ на полевых СВЧ транзисторах (ПТШ), стабилизированные диэлектрическими резонаторами (ДР) [9.5, 9.8]. С таких АГ снимают мощность в десятки милливатт, а их температурная нестабильность составляет (1 .. .5)-10~®/1 °С. Диэлектрический резонатор представляет собой пластину из СВЧ керамики с ярко выраженными резонансными свойствами. В схеме АГ ДР используют как стабилизирующий частоту элемент. На рис. 9.18 приведена схема АГ, где ДР включен в цепь обратной связи (ОС) [9.9]. Схема является АГ с запаздыванием; цепь положительной ОС между выходом ПТ (стоком) и его входом (затвором) выполнена в виде отрезков ПЛ, связь между которыми обеспечивает ДР. Расчет АГ состоит из расчета режима ПТШ и разработки топологии цепи ОС. Электрический расчет режима ПТШ выполняют в соответствии с методикой, изложенной в § 2.5. ПТШ работает в режиме боль-  Рис. 9.18 Рис. 9.19 шого сигнала с отсечкой тока. Автоматическое смещение на затворе получают за счет падения напряжения постоянной составляющей тока затвора 7зо на резисторе R1. В результате расчета режима ПТШ определяют его коэффициент усиления мощности Кр и фазовый сдвиг (запаздывание) выходной волны напряжения относительно напряжения падающей волны на входе ПТШ при выбранных волновых сопротивлениях ПЛ. При разработке топологии цепи ОС необходимо исходить из обеспечения условий баланса фаз и амплитуд в АГ. Для схемы рис. 9.18 условие баланса фаз уПР -(- ndi -f mi2 -f др - 27ГП, (9.24) где у>др - фазовый сдвиг в ДР; miy и mi электрические длины соответствующих ПЛ. Величина у)др зависит от расстройки частоты АГ Д/ относительно резонансной частоты ДР /др: др = arctg(2Д/Q дp). В правильно построенном АГ Д/ = др = 0. Настройка АГ достигается смещением ДР вдоль ПЛ. Применяя как наиболее целесообразную симметричную топологию цепи ОС (m£i = mi-i) и полагая др = О, из (9.24) определяем mt\. Расчет ПЛ производим согласно рекомендациям § 3.11. Условие баланса амплитуд в АГ: Кр (дБ) - с?ос (дБ) = О, где dc - потери в цепи ОС. Фактически по известному Кр следует подобрать . связь между ПЛ, обеспечивающую требуемый коэффициент передачи в цепи ОС. Затухание в цепи ОС определяется потерями в ДР, ПЛ и мощностью, передаваемой в нагрузку. Для обеспечения высокой стабильности частоты АГ потери в нагрузке не должны превышать 20. ..50 % от потерь в ДР. Потери в ПЛ можно принять равными 1 дБ. Тогда др (дБ) = (дБ) - снагр - dnn- Затухание в ДР зависит от его связи с ПЛ (зазора £3), и в процессе настройки АГ подбирают экспериментально. На практике dщ, составляет 2. ..6 дБ. В передатчиках РРС генераторы на ЛПД используют в качестве задающих генераторов (гетеродинов) и выходных УСВЧ. Применяют нормальный пролетный режим ЛПД (или режим IMPATT), который хотя имеет более низкий КПД, чем аномальный режим работы (ТРАРАТТ), но обеспечивает лучшие шумовые характеристики и значительно более высокие частоты генерации. Параметры ЛПД приведены в [9.4, 9.10]. Гетеродин на ЛПД представляет собой АГ с параметрической или внешней стабилизацией частоты. Упрощенный вид волноводной конструкции АГ на ЛПД показан на рис. 9.19. Лавинно-пролетный диод 1 с помощью штыря-держателя 3 помещен в отрезок прямоугольного волновода. Часть волновода 4 длиной /4 с короткозамыка-ющим подвижным поршнем на конце служит для настройки колебательной системы. /нэк  Рис. 9.20 Для согласования ЛПД с внешними цепями используют диск 2 или широкую втулку, которые образуют с нижней стенкой волноводной камеры радиальный резонатор длиной около Л/4. Связь с нагрузкой осуществляют через щелевую диафрагму и трансформирующий отрезок волновода 5. Напряжение питания подают по коаксиальной линии 6, где размещен ФНЧ. При анализе конструкции следует учитывать, что каждый элемент несет несколько функциональных нагрузок из-за сложного характера взаимодействующих полей. Например, диск 2 не только является согласующим элементом, но и обеспечивает поддержание достаточного напряжения на диоде во время формирования тока лавины, а также уменьшает эквивалентное сопротивление нагрузки диода на частотах в десятки и сотни мегагерц, Препятствуя возникновению паразитных колебаний в цепях блокировки на этих частотах. Принципы действия ЛПД и АГ на их основе изложены в [9.10]. Упрощенная эквивалентная схема АГ показана на рис. 9.20. Элементы, обведенные непрерывной линией, образуют эквивалентную схему диода: емкость слоя умножения Cs, зависящая от тока диода; лавинная индуктивность Ьл; емкость пролетного пространства Су,, эквивалентный генератор тока h; сопротивление потерь тела диода г; индуктивность корпуса диода Ьд, емкость корпуса Скор. Остальные элементы схемы создаются внешними цепями (см. рис. 9.19): /р.л - радиальная линия, образованная диском 2; LuL - индуктивность штыря* 3; С4, L4, 7*4, rs, - эквивалентные параметры участков волновода 4 и 5. При расчете схемы элементы внешних цепей, а также индуктивность Ьд и емкость Скор диода пересчитывают в эквивалентную последовательную цепочку Гн.эк, "п.эк, 2;эк, где Гн.эк - вносимое сопротивление нагрузки; "п.эк - эквивалентное сопротивление потерь; Хэк - сопротивление эквивалентной реактивности внешней цепи (рис. 9.20). Получающаяся схема АГ сводится к схеме емкостной трехточки. Самовозбуждение происходит на частоте выше лавинной частоты = 1/\/СлС7, а реактивность внешней цепи Хэк имеет индуктивный характер. Энергетический расчет режима ЛПД выполняем на основе методики, приведенной в [9.10]. Исходными для расчета являются паспортные данные диода: обратное напряжение пробоя f/no; постоянный ток диода /о; диапазон рабочих частот, емко- Cw, Cy. индуктивность Ьд, сопротивление т.,, ширина запорного сти диода Cf, слоя = -1- /то, где Is - ширина слоя умножения; li - ширина участка дрейфа (пролетного пространства). Ток эквивалентного генератора связан с постоянным током через диод /о соотношением /гв = /гв + i/гм = [-Х. - ix«l7(Ai)/o. (9.25) Коэффициенты X» и хм являются функциями угла пролета на участке дрейфа: Хъ = {\ - cosujtw)l<tw\ Хм = (51па/<то)/а/<,„, гдеши, = iw/vB.c; «нас - скорость насыщения носителей; 7(5) = 2Л(Л)/Jo(A) - коэффициент формы тока лавины; J\{Ag), Jo{Ai) - модифицированные функции Бесселя; аргумент = {2а/uits)Us; wts = wi/fnac: Ug - амплитуда ВЧ * Для расчета индуктивности Еш можно использовать соотношения, приведенные в Справочнике по волноводам под ред. Я.Н. Фельда. (М.: Сов. радио, 1952. - Гл. V. - С. 296). напряжения на слое умножения; а - коэффициент (размерность 1/В), отображающий зависимость функции умножения числа носителей от амплитуды ВЧ поля. Электронный КПД диода Пэ = Рт/Ро = 0,5l/„,/„/l/„o/o. (9.26) Для оценки эффективности можно принять uitw = 1,8...2,5; ujtg =: 0,6...0,8; Uf = (0,15 .. .0,2)(/по; а = 0,1...0,2. Как правило; Ag 6, а амплитуда ВЧ напряжения на участке дрейфа Uw < 0,5(/по. При расчете КПД генератора следует учесть потери в теле диода rj и в колебательной системе Гд.эк- Практически КПД внешних цепей из-за сильного влияния Гз оказывается порядка 0,5. В результате Рвых и 0,5Ро?э. Колебательная система АГ должна обеспечить выполнение условий самовозбуждения. Частота генерации г й; u;o[1 -i- (хм -- C„/C«)/(2Q„Xb)], (9.27) где Шо - собственная частота эквивалентного контура в отсутствие тока в диоде; <Эн - нагруженная добротность колебательной системы (обычно <Эн = 150...300). Реактивное сопротивление ссэк на частоте o/q определяют из соотношения агэк = 1/(а/оСи;) -- l/{oCi). Вносимое сопротивление нагрузки рассчитывают по формуле шСу,{1-ш1/ш)- (9.28) где приведенная лавинная частота = y/bj~f(Ai)Io/UeCf-, Гп.эк = (0,1.. .0,15)гн.эк. Далее в соответствии с конструкцией генератора (см. рис. 9.19) проводим расчет внешних колебательных цепей. Для расчета сопротивления участка волновода заменяем его последовательной цепочкой L4, С4, Г4 (рис. 9.20). При возбуждении в волноводе колебаний основного типа Ню! на резонансной частоте Ха = Хц = = Z4 = 1184(Ь/а)(Лд/Ло), где а и Ь - размеры волновода. Для стабилизации частоть! АГ на ЛПД применяют системы АПЧ или внешние высокодобротные резонаторы, связанные с волноводной секцией, где установлен ЛПД (см. рис. 9.4). Эталонные резонаторы, изготовленные из суперинвара, имеют добротность до 20 000. Коэффициент стабилизации частоты зависит от отношения добротностей резонаторов - эталонного и нагруженного волноводной секцией и от связи между резонаторами. Как показывают эксперименты, при отношении добротностей 50.. .100 долговременная нестабильность частоты уменьшается в 10.. .20 раз и составляет ±1 10- в диапазоне температур ±50 °С, а уровень частотного шума, определяющий кратковременную нестабильность частоты, снижается на 15...20 дБ [9.10]. 9.7. Разработка трактов усиления СВЧ (УВЧ) и ПЧ В § 9.3 были частично рассмотрены вопросы разработки структуры тракта усиления радиосигнала на выходной частоте, приведены соображения по построению многокаскадных усилителей на СВЧ транзисторах. Уровень выходной мощности усилителя зависит от характера трассы, числа передаваемых ТФ каналов (скорости передачи в цифровых РРС) и рабочей частоты. Мощность передатчика магистральной РРС может составлять единицы ватт; для малоканальных станций она меняется от 23 дБм в диапазоне 15 ГГц до 15 дБм в диапазоне 38 ГГц. Во многих передатчиках предусмотрена регулировка его, выходной мощности. Для этого используют аттенюаторы на pin-диодах. 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 [ 99 ] 100 101 102 103 104 105 106 107 108 |
|||||||||||||||||||||||||