Главная » Книги и журналы

1 ... 6 7 8 9 10 11 12 ... 33

0,15 0.2

Рис. 2.25

0,25 0,3 0,JS 0,ii-

При попарном (или бинарном) суммировании, рассмотренном на рис. 2.23,, общее число суммируемых генераторов может составлять Л' = 2 *, где т = 1,2,3,... - число ступеней мостового устройства (МУ). При большом Л' резко возрастает число ступеней т и, как следствие этого, происходит суммирование и увеличение потерь в мостах. На рис. 2.25 построены зависимости КПД многоступенчатого МУ:

jQ-0,lmAP

(2.62)

где АРп = -10lg(PBbix/PBbix.HoM) - потери мощности в одной из ступеней в децибелах. Видно, что с ростом т резко снижается КПД МУ.

С ростом рабочих частот падает мощность, развиваемая одним транзистором, и, следовательно, при заданной мощности Рн и бинарном построении мостовых схем возрастает число ступеней. Отсюда происходит снижение КПД МУ. Кроме того, снижается непосредственно коэффициент усиления по мощности транзисторов. Оба обстоятельства приводят к снижению коэффициента усиления каскада, поскольку А'ркаск = Л'ргавМУдел'?МУсум-

При низких Кр транзистора, который может снижаться до 3 дБ, становится бессмысленным подобное, как на рис. 2.23,6, построение выходного каскада передатчика. Выходом из этого может быть переход

Рис. 2.26

к двухкаскадным ГВВ как в оконечном, так и в предоконечном каскаде передатчика. Более того, с целью снижения общего числа мостов сложения и деления и повышения rjy предоконечный каскад строят из двух модулей, каждый из которых без промежуточного суммирования и деления работает на свои модули оконечного каскада, как показано на рис. 2.26. В этом случае предъявляются более жесткие требования к идентичности коэффициентов усиления в каждом двухкаскадном модуле и не менее жесткие к идентичности их фазовых характеристик. Для выравнивания фазовых характеристик часто включают специальные фазовращатели на входе модулей (рис. 2.26).

Квадратурное бинарное построение ГВВ повышает устойчивость и во многих случаях позволяет обойтись без установки циркуляторов для ослабления отраженных волн, как это приходится делать в предварительных каскадах (рис. 2.26). Примеры структурных схем транзисторных передатчиков с применением квадратурных мостовых схем даются в [1.1, с. 478], [1.5.3] и [2.17].

При выборе (проектировании) балластных резисторов для мостовых схем ориентируются на то, что в Рб выделяется незначительная мощность, обусловленная небольшим разбросом параметров (амплитуд и фаз) отдельных суммируемых генераторов или модулей из-за их неидентичности. При этом сопротивления Не, как правило, даже не выбирают и не конструируют исходя из рассеивания на нем большой мощности, например при выходе из строя отдельных генераторов или модулей. Увеличение допустимой мощности рассеивания на Рб ведет к неоправданному увеличению их массогабаритных показателей и всего моста, а на УВЧ - СВЧ геометрические размеры сопротивлений Рб становятся соизмеримыми с длиной рабочей волны. Поэтому при выходе иэ

строя одного или нескольких генераторов или модулей, когда происходит резкое увеличение рассеиваемой мощности на балластных резисторах, специальные устройства это контролируют и автоматически понижают мощности работающих генераторов (модулей) вплоть до полного их отключения либо включается система обхода моста. В этом случае мостовые схемы обеспечивают только независимую работу отдельных генераторов (модулей) и не обеспечивают необходимую надежность в работе передатчика в случае значительного понижения выходной мощности при выходе отдельных генераторов (модулей) из строя.

Из сказанного :ледует, что в ряде случаев применение мостовых схем для суммиро'.ания мощности может быть даже неоправданным. Это в первую очередь относится к ключевым генераторам. В случае двухтактных ключевых генераторов с резистивной нагрузкой мостовые схемы должны пропускать до 7-9 гармоник, т.е. их рабочий диапазон должен быть от /н до (7...9)/в. В случае двухтактных ключевых генераторов с фильтровой нагрузкой мостовые схемы устанавливают после фильтрующих цепей каждого из суммируемых генераторов, которые обеспечивают определенные (относительно низкие или высокие) входные сопротивления на частотах высших гармоник, необходимые для данного класса ключевых генераторов. При смене рабочей частоты (поддиапазона) производят коммутацию фильтрующих цепей на выходе отдельных генераторов. При использовании сравнительно дешевых транзисторов осуществляют коммутацию отдельных генераторов, например однотактных ключевых генераторов вместе с формирующими контурами и фильтрующими цепями. При установке мостовых схем после фильтрующих цепей обеспечивается развязка генераторов между собой только на частоте первой гармоники.

Таким образом, для ключевых генераторов сложности в построении мостовых схем возрастают, эффективность их падает, а потери на балластных сопротивлениях, обусловленные неидентичностью генераторов, и главным образом их фильтрующих цепей, сохраняются. Поэтому для их суммирования бывает не оправдано применение мостовых схем, и генераторы непосредственно параллельно или последовательно подключают к общему нагрузочному сопротивлению.

Двухтактные ключевые генераторы ПН с резистивной нагрузкой допускают последовательное включение, а параллельное для них оказывается непригодным [2.11]. Наоборот, двухтактные ключевые генераторы ПТ с резистивной нагрузкой практически можно включать только параллельно (последовательное включение возможно при очень малом разбросе параметров и равенстве питающих напряжений). Двухтактные генераторы с мостовой схемой допускают как параллельное, так и последовательное включение. Двухтактные ключевые генераторы с последовательным фильтрующим контуром допускают только последовательное включение, а двухтактные ключевые генераторы с параллельным фильтрующим контуром - только параллельное [2.12].

Примером является схема двух двухтактных ключевых генераторов с переключением напряжения и последовательным подключением к на-

грузке на рис. 2.27. Ее условно называют мостовой , хотя она не содержит балластных резисторов и не обеспечивает независимость работы отдельных транзисторов. Схема на рис. 2.27,а при последовательном включении транзисторов по постоянному току (см. исходную схему на рис. 2.14,а) в выходной цепи содержит всего один трансформатор Т2, обеспечивающий последовательное подключение двух генераторов к общей несимметричной нагрузке. Эта схема используется на частотах до единиц мегагерц, на которых несложно реализовать хорошие блокировочные конденсаторы в виде слюдяных прокладок в коллекторных цепях транзисторов VT1 и VT3. Одновременно эти транзисторы, у которых эмиттеры соединены с корпусом, устанавливают на радиаторы через прокладки, обеспечивающие малое тепловое сопротивление и малую паразитную емкость (много меньшую, чем выходная емкость транзисторов). На частотах выше единиц мегагерц выполнить одновременно перечисленные требования оказывается трудно, и поэтому переходят к схемам двухтактных генераторов с трансформаторными закоротками в коллекторных цепях (см. рис. 2.14,6). В качестве примера на рис. 2.27,6 приведена аналогичная мостовая схема на балансных транзисторах. Трансформаторы на линиях Т1 обеспечивают последовательное включение по

входу как кристаллов внутри балансных транзисторов, так и их самих. По выходу транзисторы включены параллельно. Трансформатор Т2 создает короткое замыкание по четным гармоникам, а трансформатор ТЗ на двух линиях, включенных параллельно по входу и последовательно по выходу, повышает нагрузочное сопротивление в 4 раза. Трансформатор Т4 осуществляет переход к несимметричной нагрузке, а Т5 обеспечивает подключение аналогичной схемы и переход к несимметричной нагрузке, как Т2 в схеме рис. 2.27,а.

2.8. Проектирование систем воздушного охлаждения транзисторных ГВВ

В передатчиках в зависимости от уровня рассеиваемой мощности используются различные виды охлаждения: естественно воздушное, принудительное воздушное либо жидкостное. Охлаждающую способность любого радиатора можно~охарактеризовать его тепловым сопротивлением

Ppa = (W-cp)/Ppac, (2.63)

где рад [°С] - температура радиатора; tcp [°С] - температура окружающей среды, Ррас [Вт] - мощность, рассеиваемая тепловыделяющим элементом, например транзистором, расположенным на радиаторе.

С одной стороны, формула (2.63) позволяет найти необходимое тепловое сопротивление радиатора, если известно максимальное значение его температуры <радтах. определяемое допустимым тепловым режимом транзистора, приближенно допустимой температурой корпуса транзистора. С другой стороны, температура окружающей среды находится в определенных пределах icpmin - Чертах, но при расчете величины Ррад подставляют максимальное значение Чертах- Аналогично подставляют максимальное значение Ррас, например при максимальном напряжении питания и максимальном рассогласовании с нагрузкой. Формула (2.63) удобна для экспериментального измерения величины Ррад спроектированного радиатора. Практически исходным параметром задается не температура радиатора, близкая к температуре корпуса транзистора, а максимально допустимая температура структуры (р-п-переходов или кристалла) транзистора п.доп-

Если транзистор не устанавливают на радиатор, то температура связана с температурой окружающей среды: = tp + PpacPn.ci при наличии радиатора

- icp Ь Ррас(Рпк + Ркт Ь Ррад))

(2.64)

где Рп.с - тепловое сопротивление между структурой и средой, которое определяется массой и поверхностью, т.е. конструкцией всего транзистора; Рпк - внутреннее тепловое сопротивление между структурой и корпусом транзистора, которое определяется конструкцией внутренней части транзистора; Ркт - сопротивление теплового контакта между корпусом и теплоотводом.

Поскольку геометрические размеры современных мощных транзисторов относительно малы, то Рпс оказывается относительно большим и обычно не указывается в справочных данных на транзистор. Предполагается, что такие транзисторы обязательно ставятся на радиатор. Необходимое тепловое сопротивление радиатора в градусах Цельсия на ватт можно определить из (2.64):

Ррад (п.доп ~ Чертах) ~ Рпк Pktj

(2.65)

рас

где Ррас берут из электрического расчета ГВВ (см. § 2.3-2.6); <п.доп и Рпк - из справочных данных на транзистор; Чертах - из технического задания на проектируемый передатчик. В зависимости от материала и прижимного усилия величина Ркт = (1...3) IQ-/Sk, где 5к [м^] - площадь поверхности контакта транзистора и радиатора. Отметим, что применение различных теплопроводящих паст снижает тепловое сопротивление контакта до 5 раз [1.44, с. 60]. Величина Ррад является исходной для проектирования теплоотвода.

При Ррад > 2...3 С/Вт в качестве радиатора можно использовать прямоугольную пластину (медную или алюминиевую), прямую либо загнутую по краям, толщиной в несколько миллиметров. При Ррад < 2 ... 3 С/Вт размеры пластинчатого радиатора становятся слишком велики, поэтому переходят к ребристым или игольчато-штыревым либо одно- и Двуслойным жалюзным радиаторам.

В первом приближении при естественно воздушном охлаждении на этапе эскизного проектирования геометрических размеров можно считать, что тепловое сопротивление радиатора не зависит от числа ребер или штырей и их толщины и определяется только его объемом. Считается, что толщина ребер или штырей подобраны оптимальными, ребра или штыри располагаются вертикально. Это относится и к пластинчатому радиатору. В этом случае геометрические размеры (площадь Sp) пластины или объем радиатора Vp можно определить по графикам на рис. 2.28 и 2.29 [2.13].

Для точного расчета эффективности системы охлаждения следует обращаться к [1.28-1.32; 2.14-2.15]. В [1.44, с 58-60] приводятся соотношения, полученные на основе обработки приведенных в [1.28] результатов экспериментальных исследований ряда радиаторов. При принудительном воздушном охлаждении потоком воздуха:

для пластинчатого радиатора

500 5р,см2

Ppa = (0,1...0,15)/(i/5p);

(2.66)

Рис. 2.28

5 10 20

SO Ю' гоо 500 WZOOO Vp, МЗ

Рис. 2.29

для ребристого радиатора при высоте ребер 12,5. ..32 мм и шаге 5... 10 мм

/?pa = (3...4).io-V(fV;>);

(2.67)

для игольчато-штыревого радиатора при высоте штырей 12,5... ...32 мм и шаге 7. ..9 мм

/град = (1...2)-1о-7(Кр):

(2.68)

для одно- и двухслойного жалюзийного радиатора при высоте жа-люзей 7 мм

i?p=(0,4...0,8).10-V(t/Vp).

(2.69)

В зтих формулах Лрад измеряется в градусах Кельвина на ватт, I/ [м/с] - скорость воздушного потока, 5р [м^] - площадь радиатора, Vp [м^] - объем радиатора.

Тепловое сопротивление радиаторов в свободном пространстве при естественном воздушном охлаждении можно определить по этим формулам, приняв V к. 0,5 м/с. Тогда [1.28]: для пластинчатого радиатора Драд = (0,1...0,25)/5р; для ребристого / рад = (4.. .8) 10-Vl/p; для игольчато-штыревого Драд = (2...4) 10 */Vp.

Еще более эффективным является жидкостное охлаждение, в частности водяное. Например, такое охлаждение использовалось в усилителе мощностью 5 кВт, состоящем из 24 200-ваттных модулей, каждый размером 10x10x17 см и массой 0,7 кг [2.13]. Отрезок трубы водяного охлаждения одновременно является основой конструкции модулей, из которых собран усилитель. При расходе воды 4,8 л/мин температура модулей достигает 60 С, воды - около 40 Q при температуре окружающего воздуха 20 °С.

Пластпа

Мошатш плота

Злттн схемы Гранзишор

ВЧ щзъем

Рис. 2.30

Транзисторы, используемые в двухтактных генераторах, а также в генераторах по квадратурной схеме и в модулях, конструктивно бывает удобнее размещать на одном основании - радиаторе. Если они располагаются на плоскости радиатора достаточно далеко друг от друга, то после расчета радиатора для одного транзистора его размеры необходимо увеличить в число раз, соответствующее количеству транзисторов. Наоборот, если два и более транзисторов крепятся относительно близко друг к другу, например в схемах УВЧ-СВЧ, то при расчете радиатора их заменяют одним с суммарной рассеиваемой мощностью. В первом случае получают заниженные, а во втором -завышенные размеры необходимого для транзисторов радиатора. Для более точных расчетов, в том числе если транзисторы располагаются не точно в центре радиатора либо площадь самого транзистора (кристалла) соизмерима с площадью радиатора, необходимо переходить к более сложным методам расчета [2.16].

Установка транзистора на пластине радиатора показана на рис. 2.30. Пластина радиатора является конструктивной основой генератора данного каскада или модуля. На ней с одной стороны укреплены все части конструкции: монтажная плата с элементами схемы согласующих и фильтрующих цепей, цепей питания и т.д., транзисторы, разъемы высокочастотные и цепей питания, крышка, предохраняющая монтаж от механических повреждений. Другая свободная сторона пластины используется для теплового контакта с воздухом.

Таким образом, здесь пластина имеет лишь одну охлаждающую поверхность. Для определения теплового сопротивления такого радиатора можно использовать рис. 2.28,6. Поскольку в этом случае охлаждается лишь половина поверхности, надо параметр h принимать в 2 раза меньшим реальной толщины пластины и одновременно увеличивать полученное тепловое сопротивление в 2 раза. Если оно получается недостаточным, необходимо переходить к радиатору с ребрами, изображенному на рис. 2.29,а. Чтобы значительно не увеличивать размеры устройства, площадь радиатора L1L2 на рис. 2.29,а следует принять равной площади монтажной платы, а высоту ребер Н вычислить по необходимому объему радиатора.

2.9. Расчет лампового ГВВ с резонансной нагрузкой

Исходные данные для расчета резонансного ГВВ приведены в § 2.1. Ниже рассмотрен расчет ГВВ, работающего при постоянной амплитуде

колебаний, например при усилении колебаний с ЧМ или ФМ, при амплитудном телеграфировании. Особенности режима ГВВ при амплитудной модуляции рассмотрены в гл. 5, однополосной - в гл. 6, для телевизионных сигналов изображения - в гл. 7. Приводимые рекомендации могут быть также использованы при расчете режима наибольшей мощности при усилении колебаний с меняющейся амплитудой (AM и ОМ).

Генератор с постоянной амплитудой колебаний рассчитывают при слегка перенапряженном режиме. При этом коэффициент использования анодного напряжения выбирают равным = U/Е^ = {I.. Л, 1)гр-Такой выбор обеспечивает хороший КПД анодной цепи и малую чувствительность режима к небольшим изменениям напряжения возбуждения Uc и сопротивления анодной нагрузки R, возможным в реальных условиях эксплуатации.

Угол отсечки анодного тока берут б = 75 .. .90° [1.1]. Для современных генераторных тетродов, имеющих большую крутизну (5 > 25 мА/В), при построении ГВВ по схеме ОК целесообразно применение меньших углов отсечки в = 60...75°, что способствует увеличению КПД [1.1] и не сопровождается недопустимым увеличением напряжения возбуждения Uc- При использовании схемы с ОС применяют в 90°, так как при большем в снижается КПД, а при меньшем возрастает амплитуда возбуждения и существенно снижается и без того низкий коэффициент усиления по мощности Кр ос ~ Р\1{Рс\ Ь Рпрох) в такой схеме [1.1].

Расчет режима необходимо вести в следующей последовательности.

1. Уточнить выбор типа и числа ламп для рассчитываемого каскада. Первоначально лампы выбирают во время составления ориентировочной структурной схемы передатчика (§ 1.6). При расчете каждого каскада полезно проверить принятые ранее решения с учетом результатов уже выполненных расчетов (см. § 1.6 и 1.7). Всегда предпочтительно использовать более дешевые и экономичные лампы. В эксплуатации удобнее иметь дело с меньшим числом типов ламп при большем числе ламп каждого типа, так как это способствует взаимозаменяемости и упрощает снабжение радиоцентра лампами. Поэтому при проектировании целесообразно придерживаться тех типов ламп (из числа безусловно перспективных), которые наиболее распространены в том ведомстве, для которого предназначается новая разработка. Для уменьшения числа типов ламп в передатчике иногда практикуется использование в промежуточных каскадах радио- и звуковой частоты одинаковых ламп при значительном их недоиспользовании по мощности в одних каскадах и при совместной работе двух-шести ламп в других, более мощных.

В тех случаях, когда в каком-либо мощном каскаде и особенно в выходном по техническим соображениям возможно применение нескольких разных вариантов комплектов радиоламп, выбирают вариант, обеспечивающий наименьшую себестоимость часа его эксплуатации. Себестоимость часа эксплуатации комплекта ламп каскада слагается из затрат на приобретение комплекта ламп, отнесенных к часу работы, и затрат на оплату электроэнергии питания. Срок службы ламп принимают по данным справочника (например, [1.4]); тариф на электроэнергию - в

соответствии с вероятными условиями эксплуатации передатчика; стоимость ламп - по прейскурантам.

Надежность работы ГВВ во многом определяется правильным выбором режима и точностью его соблюдения в процессе эксплуатации (§ 1.7). Некоторые рекомендации по особенностям применения генераторных радиоламп, перечень необходимых устройств защиты, правила включения питающих напряжений изложены в [1.6, с. 10, 618-631].

Верхняя частота ГВВ, как правило, не должна превышать максимальную частоту лампы /max- Желательно не использовать лампы на предельных частотах, т.е. Д (О, 75 ... О, 8)/тах- Превышение максимальной для данной лампы частоты приводит к опасной перегрузке ее электродов емкостными токами, чрезмерному нагреву изоляции лампы и снижению усиления. Как правило, экономически нецелесообразно, хотя технически и допустимо, применение на относительно низких частотах существенно более высокочастотных ламп (например, в передатчике с рабочей частотой 1 МГц - ламп с максимальной рабочей частотой 250 МГц), так как такие лампы дороже и потребляют больше энергии. В исключительных случаях возможно применение ламп на частотах, превышающих /max, но не более чем на 15. ..20 % с обязательным существенным снижением анодного напряжения (см. § 1.4) и при наличии официального разрешения ведомства - изготовителя ламп.

Колебательная мощность ГВВ Pi, получаемая от лампы, не должна превышать ее номинальную мощность Pihom- В каскадах могут использоваться одна или несколько ламп. Практикуется параллельное включение двух, реже трех радиоламп и не более. В двухтактных каскадах используют одну, две или три лампы в плече.

При выборе ламп по выходной колебательной мощности необходимо руководствоваться не максимальной мощностью, указанной в справочнике для лампы, а выходной мощностью, принятой в качестве критерия долговечности лампы, т.е. той мощностью, которая гарантируется в конце срока работы лампы. Например, колебательная мощность лампы ГУ-46 700 Вт; ее гарантируемая долговечность 1000 ч, после чего гарантируется мощность лампы не менее 600 Вт. Этой мощностью и следует руководствоваться при выборе ламп. Как показала практика, чрезвычайно полезно иметь запас по мощности в размере 20...30 % номинала. Таким образом, от лампы ГУ-46 не следует стремиться получить более 500 Вт [1.6, с. 627].

Если в справочнике по лампам отсутствуют указания о мощности, являющейся критерием долговечности, можно условно принять ее равной (0,8...0,85)Pi oM.

Предприятия-изготовители радиоламп запрещают их применение с одновременным использованием нескольких предельно допустимых эксплуатационных значений. Недопустима также длительная эксплуатация при одном предельно допустимом параметре режима. Так, запрещено использование лампы в таком режиме, когда рассеиваемые на электродах мощности равны допустимым. Здесь необходим запас 25 % и более.

с повышением запаса по рассеиваемой на электродах мерности увеличивается надежность работы лампы и устройства в целом.

Для некоторых ламп в справочниках приводят несколько значений максимальных частот и соответствующие значения номинальных мощностей и допустимого питающего напряжения Е^- Большим частотам соответствуют меньшие напряжение и мощность. Снижение напряжения анодного питания Е^ сопровождается, как правило, снижением колебательного напряжения f/a и, следовательно, емкостных токов через лампу. Номинальная мощность может быть получена от лампы только при номинальном напряжении. Если Pi < Pihom. то на коротких и ультракоротких волнах целесообразно снижение питающего напряжения в пределах Ра .ном Ра (Pi/Р1ном)Ра.ном. При этом облегчаются условия работы лампы вблизи максимальной частоты, понижаются требования к анодному колебательному контуру (уменьшается необходимое сопротивление анодной нагрузки Дэк), но ухудшается КПД анодной цепи и коэффициент усиления лампы по мощности Кр. Если пониженная мощность получается от лампы (как это практикуется на НЧ и СЧ, а иногда и на ВЧ) при Ра = £а,ном, то КПД анодной цепи и Кр получаются выше, но требуется большее Дэк (последнее приводит к снижению КПД контура).

В современных генераторных тетродах для подавления динатрон-ного эффекта и для уменьшения токов экранирующей и управляющей сеток используют электростатическое фокусирование потока электронов и ряд других мер. Оптимальное распределение электронов рассчитывается для номинального (паспортного) значения анодного тока. Поэтому современные лампы, как правило, следует применять в режимах, близких к режиму полного использования по току.

2. При выборе ламп и определении напряжений на аноде и экранирующей сетке Ра и Рс2 очень важно так подобрать стандартные значения питающих напряжений, чтобы сделать возможным питание анодных и экранных цепей всех ламповых каскадов передатчика от минимального числа выпрямителей. Нежелательно применение гасящих резисторов в цепях питания, так как они снижают общий КПД передатчика. Полезно применение выпрямителей со средней точкой - схема Ларионова, двухфазная мостовая схема (схема Греца), - позволяющих простейшим путем получить два значения напряжения, отличающихся друг от друга в 2 раза.

Выходные напряжения выпрямителей, изготавливаемых из унифицированных деталей (трансформаторов, дросселей и конденсаторов фильтров), стандартизованы (ГОСТ 18275-72 и ГОСТ 23366-78). В некоторых ведомствах существуют внутренние нормали на рекомендуемые питающие напряжения, разработанные в соответствии с ГОСТом. Для учебных целей можно использовать следующие часто встречающиеся на практике значения напряжений: 100, 125, 150, 200, 250, 300, 400, 500, 600, 800, 1000, 1250, 1500, 2000, 2500, 3000, 5000, 8000, 10000, 12000 В. Использование стандартных напряжений позволяет применять в выпрямителях стандартные силовые трансформаторы, полупроводни-

ковые диоды или тиристоры, дроссели и конденсаторы фильтров, что упрощает проектирование и удешевляет производство.

3. Наметить возможное значение КПД выходной фильтрующей системы (ВФС) рассчитываемого каскада (%.ор), которое можно определить по табл. 1.13. В конце расчета ГВВ, завершающегося расчетом его ВФС, необходимо вычислить действительное значение КПД ВФС (см. § 3.2, 3.3, 3.9). Вычислить колебательную мощность каскада Pi = Рвых/??к.ор-

4. Произвести расчет в следующей последовательности.

4.1. Вычислить граничное значение коэффициента использования анодного напряжения:

для схемы ОК при характеристиках по рис. 1.10,а

6р = 0,5 + 0,51-8Pi/[ai()5rpP2];

для ламп со сдвинутым на Е' началом характеристик по схеме с ОК (см. § 1.4, рис. 1.10,6)

Е.-Е',

0,5-Ь0,5л/1-

ai()5rp(Pa - Е',У

Для ламп, на анодных характеристиках которых не показан участок зависимости a(ea) при маль1х Са (см. § 1.4), приходится считать минимальное значение eamini Для которого приводятся анодные характеристики, соответствующие граничному значению eamin Caminrp. и

вычислять гр = Ua.Tp/Ea, = (Ра - eaminrp)/Pa-

Для ГВВ по схеме с ОС в первом приближении можно воспользоваться теми же формулами, уменьшив подставляемое значение мощности Pi на ожидаемую величину проходной мощности, т.е. примерно на 5... 10 % [1.1, с. 74]. При необходимости можно воспользоваться более точной формулой*

l + P* jl + D? 2Pi{l + D) 2Pi

2 4 ai(0)5rpP2 + 5(l-cos)

Зaтeм выбрать рабочее значение , как указано выше или в соответствии с рекомендациями гл. 5, 6, 9.

4.2. Дальнейший расчет анодной и сеточных цепей ведется по методике, изложенной в [1.1, с. 53-55; 71-74].

Полезно проверить правильность расчетов, сопоставив найденную расчетным путем высоту импульса анодного тока г'атахрасч = i/ i() со значением гатахфакт, определенным по реальным характеристикам лампы: гатахфакт(еать; Ccmaxl Сстах; £с2)- Расхождение не должно

* Вывод формулы см. на с. 45-48 учебника Радиопередающие устройства ПОД ред. ГА. Зейтлёнка. - М.: Связь, 1969. - 542 с.

превышать ±(15. ..20) %. В противном случае следует проверить правильность определения по реальным характеристикам эквивалентных расчетных параметров лампы и прежде всего 5гр (см.§ 1.4). Частой ошибкой является завышение значения 5гр.

Расчет режимов цепей сеток следует проводить по реальным характеристикам их токов [1.1, с. 53-55; 1.4]. Применение эмпирических формул, приводимых в некоторых старых учебниках, при расчете современных генераторных ламп приводит к большим расхождениям расчета и практики.

У генераторых тетродов напряжение сдвига проходных (анодно-сеточных) характеристик Е' часто не совпадает с напряжением сдвига для характеристик тока экранирующей сетки Е (см. § 1.4, рис. 1.10,г,д). В этом случае характеристики токов экранирующей сетки располагаются несколько правее анодных и угол отсечки тока экранирующей сетки вс2 оказывается меньше угла отсечки анодного тока 9. Значение определяется из выражения cos= (Е' - Ec)/Uc. У некоторых ламп 9с2 ~ 0. При отсутствии статических характеристик тока экранирующей сетки Jc2(ea, Cci, бсз), допустимо условно принимать 92 ~ 9.; при этом вычисляемое значение 1с2о будет на 10... 15 % завышено. И если даже при этом соблюдается условие Рс2 = сгсг Рс2доп, то режим сетки можно считать приемлемым.

В процессе расчета определяют мощности, рассеиваемые на аноде Ра, экранирующей сетке Рс2, управляющей сетке Р^. Эти мощности должны быть по крайней мере на 25 % меньше соответствующих предельных значений, известных из справочников [1.4].

4.3. У передатчика бывает состояние, когда все источники питания включены, а напряжение возбуждения отсутствует - режим покоя. При фиксированном смещении, часто применяющемся в каскадах, работающих в режиме усиления меняющихся по амплитуде колебаний (однополосные, телевизионные) при 9 90°, режим покоя не опасен, так как токи в лампе либо отсутствуют [9 < 90°), либо малы {9 к, 90°). В каскадах с автоматическим смещением за счет тока управляющей сетки, используемого, например, в передатчиках с анодной модуляцией, в отсутствие возбуждения, как правило, отсутствует ток управляющей сетки и, следовательно, отсутствует напряжение автоматического смещения. Напряжение на управляющей сетке получается равным нулю, и через лампу с левыми проходными характеристиками протекает недопустимо большой ток анода или экранирующей сетки /а.пок, 7с2тах {Е^., Ес2, Сс = 0), приводящий к недопустимо большим потерям мощности на аноде или экранирующей сетке. Для триодов, имеющих правые проходные характеристики, режим покоя при автоматическом смещении не опасен.

Часто применяется комбинированное смещение (ГВВ без амплитудной модуляции, с анодной модуляцией и др.). При этом от выпрямителя подается такое фиксированное напряжение смещения, чтобы в режиме покоя рассеиваемые на электродах лампы мощности не превышали допустимых значений. Недостающее до расчетного значения напряжение

смещения создается за счет тока управляющей сетки. При фиксированном смещении постоянное напряжение, равное Ее, получают от потенциометра, нагружающего выпрямитель. При автоматическом смещении за счет сеточного тока Ее = /сюРс- В случае комбинированного смещения Ее - Ее.факт + 7с10Рс = (с - DC/a) COS 0.

4.4. При использовании радиолампы в режиме без тока управляющей сетки (линейное усиление колебаний с меняющейся амплитудой, усилитель с распределенным усилением (УРУ) или т.п.) необходимая мощность предшествующего каскада определяется через расчет устойчивого коэффициента усиления, по § 2.11. В крайнем случае можно воспользоваться значением Л', взятым из табл. 1.12.

2.10. Расчет ламповых ГВВ с распределенным усилением

В широкодиапазонных передатчиках диапазонов ВЧ-ОВЧ предварительные, предоконечный, а иногда и оконечный каскады мощностью приблизительно от 0,5 до 10 кВт часто выполняют на лампах непере-страиваемыми в виде УРУ. Схемы УРУ выполняют однотактными и двухтактными. Первые более простые, но в них лампы работают в режиме класса А ( = 180°), что приводит к низкому КПД, составляющему не более 15...20 %, и к низкому использованию ламп по мощности (см. ниже).

В двухтактных схемах лампы могут работать в режиме класса В и АВ {9 - 90 ... 110°). При однородной анодной линии КПД может достигать около 30 %, неоднородной - до 40... 50 %, т.е. всего на 25... 30 % меньше, чем в резонансных каскадах. Одновременно в двухтактных УРУ в режиме класса В (9 = 90°) в импульсах анодного тока незначителен уровень нечетных гармоник, а четные закорачиваются в первичной обмотке выходного трансформатора, т.е. в широкодиапазонной нагрузке без применения дополнительных фильтрующих цепей обеспечивается гармоническое напряжение. В значительной степени здесь аналогия с широкодиапазонным двухтактным ГВВ на трансформаторах (см. § 2.2).

В широкодиапазонных ламповых, как и в транзисторных каскадах сказывается шунтирующее действие их выходных емкостей. Известно (см. § 3.4), что в рабочей полосе частот А/ = Д - Д можно скомпенсировать влияние этих емкостей, применяя двух-трехзвенные (двух-трехконтурные) полосовые фильтры (ПФ) с оптимально подобранными параметрами. При этом есть ограничения на величину входного сопротивления ПФ, т.е. на величину нагрузочного сопротивления ГВВ. Согласно (3.19а)

Рэк.шир -

2;г(/в-/н)(С1+Смонт)

(2.70)

Здесь ai - коэффициент, зависящий от числа контуров ПФ и допустимой неравномерности АЧХ в рабочей полосе частот от Д до Д (величина находится в пределах 1,1... 1,5); Ci - емкость первого контура

6ш

-/- -v-v

Рис. 2.31

ПФ, образованного выходной емкостью лампы Свых.л- К емкости Ci добавлена емкость монтажа Смонт-

В отличие от мощных МДП-полевых и тем более биполярных транзисторов в лампах ограничение (2.70) приводит к тому, что Дэк.шир оказывается существенно меньше, чем Дэк.рез, определяемое из расчета резонансного ГВВ. Например, в усилительных каскадах телевизионных передатчиков, где рабочая полоса частот составляет А/ = 8 МГц, величина Дэк.шир меньше в 2.. .3 раза Дэк.рез- В ВЧ-ОВЧ передатчиках, где диапазон рабочих частот может достигать А/ = 20 .. .30 МГц и выше, нагрузочное сопротивление снижается до 300. ..500 Ом.

При столь низких Дэк пропорционально снижается выходная мощность и коэффициент усиления по мощности Кр лампы. Возможен только недонапряженный режим работы с очень низким = U,/и, значит, малым КПД. Для повышения КПД требуется значительное снижение напряжений анодного питания и на экранной сетке и одновременно увеличение амплитуды импульса тока анода /атах, что оказывается, как правило, невозможным, так как ведет к значительному отклонению режима работы от паспортного для данной генераторной лампы. Отметим также, что и параллельное включение нескольких ламп не решает проблему, так как суммирование их токов сопровождается суммированием их ВЫХОДНЫХ емкостей и соответственно снижением общего нагрузочного сопротивления.

В УРУ, как и при параллельном включении ламп, также происходит суммирование токов отдельных ламп в общем нагрузочном сопротивлении. Но здесь нет сложения их выходных емкостей, поскольку они являются элементами (либо составляют часть емкостей) отдельных звеньев искусственной длинной линии, рабочая полоса частот которой не зависит от числа звеньев (числа ламп).

Рассмотрим принципы построения и работу на примере однотакт-ного УРУ с неоднородной анодной линией. Схема УРУ приведена на рис. 2.31. Она содержит N = Ni + N2 одинаковых ламп, причем первые образуют однородную часть, а остальные N2 - неоднородную

часть анодной длинной линии. Практически в мощных УРУ используется от 4 до 10-12 ламп. По входу все лампы подключены к звеньям сеточной искусственной длинной линии, причем входные емкости ламп Свх.л являются элементами звеньев этой линии. С одной стороны линия подключена к источнику возбуждения U, а с другой - нагружена на балластное сопротивление Дб.с, равное волновому сопротивлению сеточной линии Zc- Величина Zc определяется примерно, как Дэк.шир. по (2.70) при подстановке Ci = Свх.л. где Свх.л - входная емкость лампы. Для согласования линии по входу с генератором Сг и по выходу с нагрузкой Дб.с включаются дополнительные звенья LJ., С^ (рис. 2.31). Аналогичные согласующие звенья Lai. -ai. ai и LaW2. In2- <[n2 устанавливают с обеих сторон анодной линии.

В УРУ используют специальные тетроды и пентоды, обеспечивающие номинальные режим работы и мощность без тока управляющей сетки и обладающие наибольшей крутизной тока анода и минимальными входными и выходными емкостями. При работе без сеточных токов, при малых диссипативных потерях в сеточной линии и при Дб.с = Zc в ней устанавливается режим бегущей волны. При этом напряжения на управляющих сетках всех ламп можно считать одинаковыми по амплитуде Uc = Uj., но сдвинутыми по фазе, а вся мощность, потребляемая от предыдущего каскада, рассеивается в сопротивлении Дб с и равна Двх = 0,5г7,7Дб.с.

По выходу все лампы подключены к анодной линии, причем емкости однородной ее части образованы выходными емкостями Ai ламп с учетом емкостей монтажа. Эти емкости Свых.л + Смонт определяют аналогично волновое сопротивление однородного участка анодной линии Zai, величина которого близка к Дэк.шир (2.70). На неоднородном участке волновое сопротивление анодной линии последовательно снижается, так что последняя N-я лампа нагружается на сопротивление ZbN2- Поскольку волновые сопротивления на неоднородном участке понижаются, дополнительно к (Свых.л + Смонт) подключаются конден-

саторы Са.доп! -Са.допЛГг-

Анодная линия слева также нагружена на балластное сопротивление Дб.а = а справа - на Дн = ZaN2, к которому приводит нагрузочное сопротивление Дн УРУ согласующий широкодиапазонный трансформатор. Поскольку лампы VI... VN возбуждаются с задержкой по фазе, их первые гармоники анодного тока /ai также сдвинуты по фазе и суммируются на сопротивлении Дн и компенсируются (вычитаются) на Дб.а-

Первая и последующая Ai - 1 лампы однородного участка анодной линии нагружены на сопротивления, равные Zai. Переменное напряжение на аноде первой лампы равно ui = /ai-ai, и она работает в сильно недонапряженном режиме с ui < Е^- Переменное напряг жение на аноде второй лампы определяется суммой токов двух ламп t/p-* = 2/aiai. Аналогично в третьей лампе ui = 3/aiai, в Л'1-й

лампе Ui = iViJaiai- Первая и последующие JVi - 1 лампы развивают соответственно мощности Р[ = 0,5JiZal, = 0,5(2/al)Zal, Р^ = 0,5(3Jai)ai, рГ = 0,5(7ViJai)ai. Приравняем мощность, развиваемую лампами однородного участка УРУ Р^\ и мощность в резонансном ГВВ на одной лампе Pipes = 0,5/а1Рэк.рез при одной и той же величине анодного тока Jai- При этом условии следует соотношение для числа ламп однородного участка УРУ Л'] = \/Рэк.рез/-2а1 Таким образом, л'1 ламп обеспечивают ту же мощность, что и резонансный ГВВ, но не на / = const, а в диапазоне частот Д/ = /в - /н-

Подключение к однородной части анодной линии с Л^х лампами дополнительно неоднородного участка с понижающимся от звена к звену волновым сопротивлением позволяет дополнительно увеличивать мощность УРУ. Каждая из N2 ламп неоднородной части УРУ работает на эквивалентное нагрузочное сопротивление, равное Рэк.рез, и обеспечивает мощность Pipes в граничном (или недонапряженном) режиме, как в резонансном ГВВ. Таким образом, если однородная часть УРУ на Ai лампах развивает мощность Pipes, как одна лампа в резонансном ГВВ, то каждая из N2 ламп неоднородной части вносит добавку, равную Pipes- Так происходит непосредственно суммирование мощностей: к мощности Pipes, развиваемой Ai лампами, добавляется мощность Л^зPipes, развиваемая N2 лампами. Поэтому выходная мощность УРУ равна Ps = (1+ A2)Pipe3- Одновременно включение неоднородной части позволяет повысить КПД:

?= Ps

I Л-N2

N1+N2 Ро

Рхрез

- = Лрез

I + N2

Ni + N2-

(2.71)

Чтобы каждая из N2 ламп работала на эквивалентную нагрузку Рэк.рез, волновое Сопротивление на неоднородной части анодной линии должно последовательно снижаться с Zai до Z2N2-

2j =7 4- ff-77 U - i>2,...,iV2).

Ла1 + Лэк.рез/J

(2.72)

При практической реализации неоднородного участка анодной линии к выходным емкостям лампы добавляются внешние емкости

Са.доп\-Са.допЫ2 (риС. 2.31).

Определим возможную величину Pipes при использовании данной генераторной лампы в УРУ. Для ламп оговаривается мощность: максимальная Pi max, номинальная PiHoM ИЛИ развиваемая в линейном режиме Р1лин. При использовании данных ламп в УРУ надо учитывать, что его первая лампа работает с очень низким переменным напряжением на аноде ( = Ui/Ea и Crp/ii)- Поэтому у первой лампы можно приближенно (с запасом) считать, что вся потребляемая от источника анодного питания мощность Ро = £а7ао рассеивается на ее аноде.

Рис. 2.32

Это и является критерием при расчете величины Рхрез при использовании данной лампы в УРУ.

Если непосредственно известна допустимая рассеиваемая мощность на аноде лампы Ра.доп, то можно принять Ро = Ра.доп- При этом колебательная мощность, которую может создавать Ai ламп однородной части анодной линии и каждой из N2 ламп неоднородной части анодной линий, равна

Рхрез Г,Ро = 7?Ра.доп, (2-73)

где Г) К! 0,4 \л Г) о,6...о,7 при работе лампы соответственно в классе А (61 = 180°) и в классе АВ и В (9 = 110...90°).

Если на данную лампу не указывается Ра.доп, то ее величину можно определить приближенно из колебательной мощности Pi с учетом расчетного или экспериментально известного КПД анодной цепи лампы в резонансном ГВВ:

Ра.доп Pl(l/ ?* - 1),

где Pi = Pimax либо Рхном ИЛИ Р1лин И /* 0,6...0,7. Важно, что требование Ра.доп = Ро ведет к 1,5-.. .2-кратному недоиспользованию ламп в УРУ по мощности.

На рис. 2.32 показан пример построения двухтактного УРУ. Трансформатор Т1 осуществляет переход от несимметричного входа к симметричному выходу и противофазное возбуждение плеч УРУ; трансформатор Т2, наоборот, обеспечивает переход к несимметричной нагрузке Рд. При коэффициентах трансформации 1:1 входное сопротивление УРУ Рвх = 2Zc, а нагрузочные сопротивления у обоих плеч равны

= 0,5Дн. Применяя TI и Т2 с другими коэффициентами трансформации, можно изменять Двх И Дн (при заданном Д^).

Геометрические размеры ламп могут быть больше, чем продольные размеры индуктивностей звеньев сеточной и анодной искусственных длинных линий. В этих случаях в промежутках между основными звеньями включают холостые звенья, содержащие индуктивности и сосредоточенные емкости (рис. 2.32).

Для улучшения симметрии двухтактного УРУ, создания нагрузки для синфазных составляющих тока анода (токов четных гармоник) среднюю точку трансформатора Т2 не закорачивают по радиочастоте, а включают балластное сопротивление Дб.а.доп ~ 0,5Д*.

Исходными данными для расчета являются: мощность в нагрузке Рн, коэффициент бегущей волны (КБВн) в нагрузке; режим усиления колебаний с постоянной или переменной амплитудой; нижняя f и верхняя /в граничные частоты рабочего диапазона. Обычно Д составляет не более 1,0...3,0 МГц при Kf = fs/f > 3...10. При этом искусственные сеточные и анодные линии строят в виде ФНЧ с полосой от О приблизительно до Д.

Порядок расчета. Определяют мощность, которую непосредственно должны обеспечивать лампы УРУ:

Р* = 0,5Рн

(1-ЬКБн) 1 4КБВн ТУа.л'Утр'

(2.74)

где 7?а.л = 0,8 ... 0,85 - КПД анодной линии; rjp = 0,9 ... 0,95 - КПД выходного трансформатора. Коэффициент 0,5 определяет мощность одного плеча двухтактного УРУ, в случае однотактного УРУ его опускают.

Выбирают лампы для УРУ согласно табл. 1.5. Наиболее подходят лампы, колебательная мощность которых, развиваемая в резонансных ГВВ в режиме, близком к граничному, с учетом угла отсечки анодного тока в W 90°, находится в пределах 0,25.. .4 кВт. При использовании их в УРУ из-за ограничения Ро = Ра.доп колебательная мощность данной лампы снижается в 1,5.. .2 раза. Отметим также, что выбирать для УРУ слишком мощные лампы не оправдано. Мощность, которую обеспечивает данная лампа, согласно (2.74) будет определять мощность Р*, т.е. мощность однотактного УРУ или половинную мощность двухтактного УРУ с однородной анодной линией. Однако УРУ с однородной линией обеспечивает низкий КПД. Для повышения КПД необходимо переходить к УРУ с неоднородной анодной линией. В этом случае мощность одной лампы должна быть в (1 -f N) раз ниже:

Р1рез = Рн7(1+А^2),

(2.75)

где N2 = 3...8.

Для выбранного типа лампы помимо электрических параметров, включая предельно допустимые значения напряжений и токов, статических (вольт-амперных) характеристик, должны быть известны входные

Свх ~ Сскат и выходные Свых Са.кат еМКОСТИ.

Проводят электрический расчет ГВВ на данной лампе с учетом рекомендаций, приведенных в § 2.9 в режиме А (0 = 180) либо АВ или В [9 = 110 . . .90°) при усилении колебаний с постоянной или переменной амплитудой. Главные особенности расчета в случае УРУ состоят в том, чтобы мощность, потребляемая анодной цепью, не превышала предельно допустимую рассеиваемую на аноде Ро = РаДо а.доп и чтобы амплитуда напряжения на сетке Uc была меньше напряжения сеточного смещения Ее (лампы УРУ должны работать без токов управляющих сеток). В результате электрического расчета должны быть известны колебательная мощность Р]рез и нагрузОЧНОе сопротивление Дэк.рез-

Определяют волновое сопротивление однородной части анодной линии:

= (2.76)

т/гр.аС

где га выбирают в пределах 1,35... 1,45 и /гр.а = (1,15 ... 1,25)/в. Коэффициент, равный 1,15... 1,25, учитывает увеличение граничной частоты анодной линии Др.а по сравнению с Д на 15...25 %. В емкость Са = Свых.л + Смонт входит емкость монтажа, обычно составляющая 5... 15 пФ.

Рассчитывают число ламп:

однородной части

И неоднородной части

N2 = (н71рез) - 1.

(2.77)

(2.78)

Числа и N2 округляют до целых в большую сторону. Если они значительно отличаются от целых, целесообразно пересчитать резонансный ГВВ на другие значения Дэк.рез и Pipes.

Определяют волновое сопротивление последнего звена неоднородной части анодной линии (из (2.72) при j = N2):

&2N2

а1Дэк.рез/А^2 Zl + Дэк.рез/Л^2

И волновое сопротивление сеточной линии:

т

Zc =

тДр.сСс

(2.79)

где Др.с = (1,05 ... 1,1)Др.а. т.е. граничную частоту сеточной линии задают на 5... 10 % больше анодной, что повышает устойчивость УРУ. В емкость Сс входит Сс - Свх.л ~Ь Смонт ~Ь Сдоп! где дополнительные конденсаторы Сдоп включают для снижения влияния разброса входных

1 ... 6 7 8 9 10 11 12 ... 33