Главная » Книги и журналы

1 ... 4 5 6 7 8 9 10 ... 33

Пересчитывают последовательное соединение и x4U в эквивалентное па-

раллельное:

13,95Л

/41 = 871 +

/ 872 \

=-13,95 !-(---

= 89,24 Ом; = -556,5 Ом.

Результирующее АГрд с учетом сопротивления емкости С(, равного

Х' = -1/2 3,14 4,5 10 0,5 10- = -70,77 Ом; (.) (-556.5) .(-70,77) napS 55б,5 - 70,77

Пересчитывают параллельное соединение fp и XJp в эквивалентное последовательное:

о(2) 39,24

1 -1-62,82/89,242 А2) -62,8

= 59,7 Ом;

у^2)

- = -42 Ом.

1 -f-62,82/89,242 К добавляем сопротивление индуктивности V:

Х^Е = -42 -I- 2 3,14 4,5 10® 0,6 - ХО = -25 Ом. Входное сопротивление транзистора 2ъ1 = Д х + где Я^х = Япос =

= 59,7 Ом и Х.х = 4ос = -25 Ом.

23. Аналогично, как в Zt., пересчитывают = Л* -(-= Двых + iXbuix (рис. 2.10,а). Нагрузочное сопротивление транзистора Zs = Rx+ +}Хя, где Лн = Я ых и .Vh = -. ых.

2.6. Ключевые ГВВ на биполярных и полевых МДП-транзисторах

Вводные замечания. Генераторы в ключевом режиме используют при усилении колебаний с постоянной амплитудой, например при усилении несущей частоты, ЧМ и ФМ колебаний, при импульсной манипуляции (амплитудной, частотной, фазовой), а также при коллекторной (стоковой) AM. Кроме того, ключевой режим работы транзисторов используется в отдельных каскадах или трактах при реализации тех или иных способов повышения КПД при усилении колебаний с переменной амплитудой.

Главное достоинство ключевого режима - высокий КПД коллекторной (стоковой) цепи транзистора, малая зависимость энергетических показателей ГВВ (мощности, КПД) от амплитуды входного напряжения (тока), а также от разброса параметров транзистора и их температурной нестабильности. При заданном напряжении коллекторного (стокового) питания, что характерно для современных мощных генераторных транзисторов, в ключевом режиме с транзистора можно снять в 2. ..3 раза большую мощность и при более высоком КПД (см. [2.5, рис. 1.19, а]).

Только при заданном максимально допустимом напряжении на коллекторе (стоке), когда Ектах Ек.поп, из-за большого пик-фактора по напряжению Пе = Ектах/Ек > 3 в наиболее высокочастотном ключевом генераторе с формирующим контуром может обеспечиваться высокий КПД при уровне мощности не более чем в обычном генераторе с резонансной нагрузкой в граничном режиме (см. [2.5, рис. 1.19,6]).

Частотные ограничения в ключевых генераторах обусловлены не столько меньшим коэффициентом усиления по мощности, сколько влиянием выходной емкости транзисторов, приводящей к дополнительным коммутативным потерям. Для наиболее высокочастотного ключевого генератора с формирующим контуром, в котором выходная емкость непосредственно может являться емкостью этого контура, максимальная частота в случае биполярных транзисторов может составлять 100... 150 МГц [2.5]. Поэтому на частотах выше 100... 150 МГц следует применять генераторы с резонансной нагрузкой, работающие в перенапряженном режиме. По энергетическим характеристикам они приближаются к генераторам, работающим в граничном режиме, и их расчет можно проводить в соответствии с рекомендациями, изложенными в § 2.3 и 2.4.

Интенсивное развитие мощных полевых МДП-транзисторов, а также исследование их работоспособности в ключевых ГВВ показали, что они практически не уступают по уровню мощности биполярным, но применительно к ключевым ГВВ по многим важным параметрам их превосходят. Более того, можно говорить о переводе ключевых ГВВ с биполярных на полевые МДП-транзисторы и отсюда о переходе от одних к другим практическим схемам. Неоспоримым преимуществом биполярных транзисторов применительно к ключевым ГВВ остается их высокочастот-ность, поскольку благодаря меньшим напряжениям на коллекторе, чем на стоке, при тех же рабочих токах коллектора (стока) влияние выходной емкости в них оказывается существенно ниже. Так как ключевые ГВВ работают на частотах не более 30.. .150 МГц, биполярные транзисторы включают только по схеме с ОЭ, что обеспечивает значительно больший коэффициент усиления по мощности, чем в схеме с ОБ. Полевые МДП-транзисторы включают по схеме с ОИ.

Ключевые ГВВ разделяются на три класса: генераторы с резистив-ной нагрузкой, в том числе с колебательной системой в виде вилки фильтров (диплексера), генераторы с фильтровой (резонансной) нагрузкой и генераторы с формирующим контуром. Каждый класс ключевых ГВВ сперва рассматривается при использовании в них биполярных транзисторов, а затем обсуждаются особенности применения в них полевых МДП-транзисторов.

Ключевые генераторы с резистивной нагрузкой. В ключевом режиме при резистивной нагрузке формы коллекторного тока и напряжения на коллекторе близки к прямоугольным (рис. 2.11,а), т.е. одновременно импульсы 2k(w<) и ек{ш1) содержат высшие гармоники. Поэтому в Rb помимо мощности первой Pi выделяется мощность




высших гармоник J2 P --

Режим входной цепи выбирают так, чтобы транзистор попеременно по полпериода находился в состоянии насыщения и в состоянии отсечки. Тогда формы импульсов коллекторного напряжения ек{1) и тока гк(<) представляют меандры - длительности этапов насыщения г„ас и отсечки Готе равны тт. Отметим, что форма и амплитуда импульсов входных тока гб{и;1) и напряжения еб{шг) не имеют существенного значения, поскольку транзистор работает в режиме двустороннего ограничения. Необходимо лишь, чтобы в коллекторной цепи формировались импульсы с достаточно крутыми фронтом и срезом. При этом рассеиваемая на коллекторе мощность Р^, усредненная за период колебаний Т = 27r/tj, определяется только потерями на сопротивлении насыщения на этапе насыщения Рк.нас = Гнас/ктахнас/27г. Отсюда видно, что

при Гнас -> о мощность Рк.нас -> 0.

Длительности этапов насыщения Гнас и отсечки Готс могут немного различаться. Это приводит к некоторому изменению относительных

мощностей первой и высших гармоник Pi/Po, Рп/Ро, а также пик-

п = 0

факторов тока П/ = /ктах/о и напряжения Пд = Е^тах/Ек на коллекторе транзистора. Однако в оконечном каскаде передатчика важно добиваться того, чтобы формы импульсов напряжения на нагрузке генератора были близки к меандрам. При этом минимальна (теоретически отсутствует) вторая гармоника, что, в свою очередь, резко снижает требования к уровню фильтрации, которую должна обеспечивать выходная фильтрующая система, и тем самым упрощается ее построение (см. § 3.10). В связи с этим в оконечных каскадах применяют только

двухтактные ключевые генераторы, в которых благодаря симметрии работы плеч обеспечивается (поддерживается) близкая к меандрам форма напряжения на нагрузке (хотя импульсы гк(41<) и ек(<) в каждом транзисторе могут заметно отличаться от меандров). Практически в двухтактных генераторах достигается ослабление второй гармоники на -(20...40) дБ вместо -(10... 15) дБ в однотактных генераторах при Гнас, отличном ОТ 7г на 5... 10 %. Кроме того, в двухтактной схеме из-за поочередности работы транзисторов существенно линеаризуется нагрузка на предыдущий каскад.

Для симметричного возбуждения обоих транзисторов оконечного каскада предоконечный каскад также строят по двухтактной схеме. Отсюда следует, что весь радиочастотный тракт целесообразно выполнять на ГВВ по двухтактным схемам. Поскольку в ключевом режиме формы тока и напряжения на входе и коллекторе транзистора негармонические, это предъявляет более высокие требования к полосе пропускания согласующих трансформаторов, которые должны пропускать до семи-десяти гармоник рабочей частоты. Поэтому в ключевых генераторах уже на частотах выше 1.. .2 МГц в качестве согласующих трансформаторов используют трансформаторы на отрезках длинных линий.

Возможны три варианта построения коллекторной цепи двухтактных ключевых генераторов с резистивной нагрузкой. В первом используется такая же схема, как в двухтактных генераторах на транзисторах, работающих в недонапряженном режиме (см. § 2.2), показанная на рис. 2.12,а. Здесь в коллекторной цепи специальный трансформатор обеспечивает короткое замыкание на частотах четных гармоник. Однако поскольку при работе в ключевом режиме в меандрах отсутствуют четные гармоники, то во втором варианте этот трансформатор исключается (рис. 2.12,6). Наконец, в третьем варианте в схеме на рис. 2.12,е в среднюю точку трансформатора включают балластное сопротивление Re- Соответственно их называют: двухтактный генератор с переключением напряжения (ПН), двухтактный генератор с переключением тока (ПТ) и двухтактный генератор с мостовой схемой сложения мощностей (М) [2.5].

При Гнас = Тотс = 7Г по энергетическим показателям все три генератора одинаковы. Однако при изменении частоты возбуждения (в широкодиапазонных генераторах), при изменениях напряжения коллекторного питания (при регулировке выходной мощности, при осуществлении коллекторной AM) из-за конечного времени рассасывания неосновных носителей в коллекторных переходах могут наблюдаться заметные отклонения импульсов iK{it) от меандров. Кроме того, в импульсах (к{1) и e[ujt) могут появляться фронты и срезы заметной длительности. В генераторе ПН при длительности этапов насыщения меньших 7Г (недокрытиях), сохраняется ключевой режим работы транзисторов. На рис. 2.11,6 приведены эпюры iK{it) и ек(<). В то же время при Тнас > 7Г (перекрытиях) имеют место интервалы времени, в течение которых оба транзистора одновременно находятся в проводящем состоянии. В результате появляются значительные сквозные токи, об-




kx-j-1


Рис. 2.12

условленные тем, что источник коллекторного питания замыкается на достаточно малые сопротивления г„ас обоих транзисторов. Из-за больших сквозных токов транзисторы из насыщения переходят в активное состояние, и в них резко возрастают потери.

В генераторе ПТ при Гнас < (недокрытиях) в интервалы времени, когда оба транзистора находятся в состоянии отсечки, появляются значительные выбросы в напряжениях на коллекторах, обусловленные протеканием токов Io блокировочных дросселей Ь^л через барьерные емкости Ск закрытых транзисторов. В итоге это также приводит к снижению энергетических показателей и, главное, может вызывать пробой транзисторов. Наоборот, при Гнас > i (перекрытиях) в генераторе ПТ сохраняется эффективный ключевой режим работы транзисторов. Эпюры гк(<) и ек(0 этого случая приведены на рис. 2.11,е.

Двухтактный генератор с мостовой схемой допускает работу (т.е. сохраняет ключевой режим транзисторов с высокими энергетическими показателями) как при Гнас > т, так и при Гнас < тг, но в отличие от однотактного генератора, появляющиеся при г„ас. не равном тг, четные гармоники выделяются в Дбал-

Возможны два варианта построения входной цепи двухтактного генератора: схемы параллельного и последовательного возбуждения транзисторов по входу (рис. 2.13). Предыдущий каскад, в качестве которого наиболее подходит двухтактный генератор ПН, обеспечивает прямоугольные импульсы напряжения f/вх- Благодаря низкому выходному сопротивлению источника возбуждения в схеме рис. 2.13, а транзисторы слабо влияют друг на друга. Как показывают расчеты, в этой схеме обеспечивается более высокий Кр. Кроме того, при коллекторной AM в процессе модуляции оказываются меньше броски токов и интервалы инверсного состояния транзистора, и вследствие этого получается лучше амплитудная модуляционная характеристика генератора. В схеме после-

. довательного возбуждения на рйс. 2.13,5, главное достоинство которой

- более высокое входное сопротивление, оказывается сильное взаимное влияние транзисторов, сильнее сказываются на режим их работы изменения внутреннего сопротивления источника возбуждения и параметров схемы - индуктивностей рассеяния трансформатора, индуктивностей выводов транзистора. Для создания нагрузки для предыдущего каскада, близкой к резистивной, включают дополнительные корСкор-элементы в цепи базы каждого транзистора (см. рис. 2.27,6).

В предварительных и в предоконечном каскадах нагрузкой генератора является трансформированное входное сопротивление транзисторов следующего каскада с учетом дополнительных корСкор-элементов. В выходном каскаде нагрузкой служит специальная фильтрующая система в виде двух отдельных цепей - вилки фильтров, включаемых обычно параллельно. Основная цепь - фильтр нижних частот (ФНЧ)

- пропускает первую гармонику в основную нагрузку и создает высокое входное сопротивление на частотах высших гармоник. Наоборот, дополнительная цепь - фильтр верхних частот (ФВЧ) - обеспечивает прохождение высших гармоник в дополнительную нагрузку Ян.доп и создает высокое входное сопротивление на частоте первой гармоники. Возможно параллельное включение полосового и режекторного фильтров. Однако при одинаковых требованиях к фильтрации они содержат большее число LC-элементов, сложнее в настройке и поэтому практически не применяются.

В качестве основного и дополнительного фильтров используют фильтры Чебышева и Кауэра (см. § 3.10), которые проектируются таким образом, чтобы их результирующее входное сопротивление на основной частоте и на частотах высших гармоник было близко к резистивному номинальному Zex{) = Двх.ном (при нагрузке на номинальные нагрузочные сопротивления Д„ = Дн.ном и Дндоп)- Отклонения входного сопротивления относительно номинального определяются КБВф вилки фильтров, и поскольку основная нагрузка может также отклоняться от номинальной согласно заданному КБВн. то отклонения входного сопротивления вилки фильтров на частоте первой гармоники согласно (2.2) определяются как КБВвх = КБВ„КБВф.

Некоторые усложнения фильтрующей системы, выполняемой в виде вилки фильтров, окупаются относительно малой рассеиваемой мощностью в транзисторах, т.е. высоким электронным КПД ключевых генера-

торов с резистивной нагрузкой ту, = 1 - Р^.-алс/Ра = (Л + Рп)/Ро,

где До - мощность, потребляемая от источника коллекторного питания. Электронный КПД характеризует относительные потери мощности в транзисторе: Рк.нас/А = 1 - /э- В то же время КПД по первой гармонике tji = Pi/Pq оказывается сравнительно невысоким из-за потерь мощности высших гармоник в дополнительной нагрузке. При

нас - Тп

= Л- и Г„

О кпд щ = 0,81 [2.5], Однако в первую очередь важно снижение мощности, рассеиваемой на транзисторах что упрощает их охлаждение и повышает надежность работы генератора



допуская при этом некоторые потери мощности (практически не более 10... 15 %) в дополнительном нагрузочном сопротивлении /?н.доп- Важно также, ЧТО ключевые генераторы с резистивной нагрузкой на биполярных транзисторах допускают значительные рассогласования по первой гармонике: при снижениях KBBgx ДО 0,5 сохраняется ключевой режим работы транзисторов с высоким электронным КПД, а при более низких КБВвх, хотя транзисторы могут и выходить из ключевого режима, но сохраняется их работоспособность (благодаря резистивной нагрузке на частотах высших гармоник). Заметим, что применение системы двух параллельных фильтров незначительно усложняет конструкцию ВФС, поскольку число LC-элементов дополнительного фильтра может быть меньше [1.44] и рассчитываются они на существенно меньшие токи и напряжения, чем LC-элементы основного фильтра.

Можно устанавливать фильтрующие системы с коэффициентом перекрытия по частоте Kj до 1,7... 1,9, т.е. близким к октаве [Kj = 2). Противоречивые требования широкой полосы пропускания с Kj -> 2 и высокой степени фильтрации высших гармоник в основной нагрузке Дн удовлетворяются увеличением числа LC-элементов. При Kf > 1,7 ... 1,9 ставят переключаемые вилки фильтров на отдельные поддиапазоны*.

Высокие энергетические показатели ключевых генераторов с резистивной нагрузкой реализуются лишь на относительно низких частотах. С ростом частоты сказываются инерционность транзисторов, влияние выходных емкостей и индуктивностей выводов транзисторов и т.д. По этим причинам напряжение ек{и;г) и ток гк{1) не могут изменяться скачками, что ведет к появлению интервалов, когда транзистор находится в активном состоянии, и к дополнительным потерям мощности Рка в транзисторе. Увеличивая амплитуду возбуждения, т.е. степень насыщения транзистора, ценой увеличения мощности возбуждения и снижения Кр, можно уменьшать длительность активных этапов. Однако даже при Га -* О, когда Рка О, в транзисторе остаются так называемые коммутативные потери Рк.ком, обусловленные рассеиванием энергии, запасенной в емкости коллекторного перехода и индуктивностях выводов транзисторов. Кроме того, увеличение амплитуды возбуждения ведет к увеличению длительности Гнас, т.е. расширению импульсов гк(*) и в двухтактных ГВВ к перекрытию.

Для ключевых генераторов, выполняемых на современных биполярных транзисторах, при дополнительных потерях на активных этапах и коммутативных потерях, составляющих не более 5... Ю % от общих потерь в транзисторе, частотные ограничения наступают на 10. ..20 МГц. В отдельных случаях, например при построении передатчиков декаме-тровых волн, такие генераторы строят до 30 МГц, допуская коммутативные потери и потери на активных этапах до 20.. .30 % от общих потерь.

* Если требования к фильтрации второй гармоники ниже, чем это обеспечивает непосредственно двухтактный ключевой ГВВ (-20 ... - 40 дБ), то отдельные вилки фильтров можно проектировать на Kf, близкий к трем.

Существенную роль в ухудшении энергетических характеристик играют индуктивности эмиттерных выводов. Переход к двухтактным ГВВ на балансных транзисторах, хотя и рассчитанных для работы в недонапряженном режиме в более высоком диапазоне частот (см. табл. 2.1), позволяет строить двухтактные ключевые ГВВ до приблизительно 60 МГц и выше.

Применение в таких генераторах полевых МДП-транзисторов оправдано при построении предварительных и предоконечного каскадов, а в оконечных каскадах только мощных широкодиапазонных передатчиков с суммированием большого числа модулей в мостовой схеме и с установкой переключаемых фильтров - диплексеров после нее (см. § 2.7). Главное достоинство МДП-транзисторов - сохранение работоспособности с высокими энергетическими характеристиками при существенно больших рассогласованиях нагрузки (см. ниже), хотя по частотным свойствам они уступают биполярным (из-за относительно больших коммутативных потерь). Поэтому по энергетическим показателям такой класс генераторов на МДП-транзисторах уступает генераторам с фильтровой нагрузкой и с формирующим контуром.

Ключевые генераторы с фильтровой нагрузкой. В двухтактном исполнении такие генераторы появились самыми первыми, и, наоборот, возможность их реализации в однотактной схеме была показана сравнительно недавно. Как ключевые генераторы с резистивной нагрузкой, данные генераторы могут эффективно работать на частотах до 10...30 МГц, на которых еще не сильно проявляется шунтирующее действие выходных емкостей транзисторов и сопротивления индуктивностей выводов. В то же время однотактные генераторы с фильтровой нагрузкой содержат отрезок линии с электрической длиной А/4. Очевидно, что на частотах ниже 10.. .30 МГц геометрическая длина линии получается недопустимо большой. Поэтому однотактные генераторы целесообразно применять, во-первых, при работе на фиксированных частотах и, во-вторых, в диапазоне от 10. ..30 до 50. ..60 МГц (если еще не сильно сказывается выходная емкость транзистора), где практическая реализация двухтактных генераторов с фильтрующими контурами может быть более затруднена из-за сильного влияния индуктивностей выводов транзисторов и неидентичности их параметров.

В ключевых генераторах с фильтровой нагрузкой происходит преобразование мощности Ро, потребляемой от источника питания, в колебательную мощность только первой гармоники Pj без дополнительных потерь мощности высших гармоник, т.е. КПД по первой гармонике и электронный КПД совпадают и могут приближаться к единице. В то же время данные ключевые генераторы, содержащие резонансные колебательные цепи, требуют более тщательного согласования с нагруэ- ой. Сначала рассмотрим особенности построения двухтактных ключевых генераторов с фильтрующими контурами. Двухтактные генераторы с последовательным фильтрующим контуром на транзисторах одного типа проводимости выполняются по той же схеме, что и двухтактный генератор ПН с резистивной нагрузкой, только здесь сопротивление Рн




Г-Г/-1

-l-YV----U

подключается к транзисторам через LC-контур (рис. 2.14,а,б). В схеме рис. 2.14,0 транзисторы по постоянному току включены последовательно, т.е. требуют удвоенного напряжения питания J?n = 2Ек. Такое построение, с одной стороны, относительно проще, поскольку выходная цепь не содержит трансформаторов, которые увеличивают габариты, вносят дополнительные потери и тем самым снижают общий КПД генератора. С другой стороны, при реализации данной схемы на транзисторах одного типа проводимости с выведенным на корпус эмиттером (или истоком) транзистор VT1 должен быть изолирован от корпуса (радиатора) по постоянному току и по радиочастоте и одновременно иметь малое тепловое сопротивление. Наоборот, коллектор VT1 должен быть хорошо заземлен на корпус по радиочастоте. Кроме того, могут возникать трудности в обеспечении симметричного возбуждения, поскольку у одного из транзисторов одновременно база и эмиттер изолированы от корпуса. В схеме на рис. 2.14,б^транзисторы по постоянному току включены параллельно. Построение входной цепи в этом случае гораздо проще, но зато в выходной цепи необходимо включать два трансформатора, как в двухтактных ГВВ на рис. 2.6.

В общем случае вместо последовательного LlCl-контура сопротивление R может подключаться через более сложную выходную трансформирующую и фильтрующую систему в виде ФНЧ или ПФ. Она может обеспечивать одновременно полосу пропускания с Kf = /в н до 1,7... 1,8 и требуемую фильтрацию высших гармоник. Важно, что выходная цепь связи должна начинаться с последовательной индуктивности L1 (рис. 2.14,е), чтобы по высшим гармоникам создавать высокое сопротивление.


\С1± <РНЧ\ ф или]

\ - I



Рис. 2.16

На рис. 2.15,а показана схема двухтактного ключевого генератора с параллельным LC-контуром. Для перехода к несимметричной нагрузке в коллекторной цепи необходимо установить дополнительный трансформатор. Обычно трансформатор включают сразу после транзисторов, а за ним LC-контур (рис. 2.15,6) или более сложную выходную цепь связи в виде ФНЧ или ПФ. Здесь цепь связи обязательно начинается с параллельной емкости С1, чтобы по высшим гармоникам создавать низкое сопротивление (рис. 2.15,е).

В обеих схемах построения двухтактных генераторов с фильтровой нагрузкой транзисторы должны попеременно, точно по полпериода, находиться в состоянии отсечки или насыщения. Отклонения Гнас и Готс от тг более чем на 5.. .10 % ведут к резкому ухудшению энергетических показателей генераторов. На рис. 2.16 показаны эпюры тока Jk(0 и напряжения eit) на коллекторах транзисторов в этих генераторах. В генераторе с последовательным контуром транзисторы формируют меандры напряжения на входе контура. Благодаря фильтрующим свойствам обеспечивается гармонический ток в контуре, и поэтому коллекторные токи гк(ш<) каждого транзистора представляют отрезки симметричной косинусоиды с углом отсечки 9 = 90°. Наоборот, в генераторе с параллельным LC-контуром транзисторы вместе с дросселем (или дросселями) формируют меандры тока, поступающего в LC-контур. Благодаря фильтрующим свойствам обеспечивается гармоническое напряжение на контуре, и поэтому напряжения на коллекторах ек(<) каждого транзистора представляют отрезки симметричной косинусоиды с углом отсеч-



KV\ в = 90°. Важно подчеркнуть, что, хотя имеют место одновременно негармонические формы токов и напряжений на коллекторах каждого транзистора, в нагрузке выделяется только мощность первой гармоники, поскольку в меандрах напряжения (или тока) отсутствуют четные гармоники, а в косинусоидальных импульсах тока (или напряжения) с отсечкой, равной 90°, отсутствуют нечетные гармоники. Поскольку на LC-контур поступают меандры напряжения (или тока), в которых теоретически отсутствует вторая гармоника (в действительности ее уровень составляет -(15...20) дБ), здесь, как и в двухтактных ключевых генераторах с резистивной нагрузкой, требования на фильтрацию второй гармоники резко ослаблены. Это упрощает построение выходной фильтрующей системы (ВФС), включаемой вместо LC-контура, особенно если коэффициент перекрытия по частоте Kf приближается к двум. В то же время в этих генераторах в рабочей полосе частот ВФС должна обеспечивать входное сопротивление (или входную проводимость), близкое к резистивному Zx = Rbx+ Д^вх (или Увх = 1/Двх + AiBx). При этом величина реактивного рассогласования входного сопротивления по модулю АХвх/Двх.ном в генераторе с последовательным контуром (или входной проводимости ДВвх/Двх.ном в генераторе с параллельным контуром) должна быть незначительной, так чтобы КБВвх на входе ВФС было не ниже 0,7...0,8.

При больших рассогласованиях транзисторы выходят из ключевого режима и происходит резкое снижение энергетических показателей вплоть до выхода генераторов из строя. Одновременно входное сопротивление ВФС на частотах высших гармоник Д^вх( ) должно быть достаточно большим по модулю в генераторе с последовательным контуром либо достаточно малым в генераторе с параллельным контуром. Только при этом условии будет обеспечиваться близкий к гармоническому ток (или напряжение) на входе ВФС. Аналогично, как в обычном ГВВ с резонансной нагрузкой (см. § 2.2 и ограничение (2.1)), допуская уровень высшихгармоник в токе последовательного контура (в напряжении на параллельном контуре) не более 5... Ю % и учитывая, что при меандрах напряжения (тока) амплитуды близлежащей третьей гармоники в 3 раза меньше основной частоты Uks/Uki = 1/3 (или /кз к1 = 1/3), получаем ограничение на минимальную добротность нагруженного контура:

в генераторах с последовательным контуром

Г

дн = р/7гзк = Ь1/йкз>1...2; в генераторах с параллельным контуром

Qn = RbKlp = CiR > 1...2.

(2.34а)

(2.346)

Частотные ограничения в таких генераторах обусловлены как инерционностью, так и влиянием выходных емкостей и индуктивностей выводов транзисторов. Из-за этого во время переключений транзисторов

появляются потери на этих переключениях, как в генераторах с резистивной нагрузкой. В генераторе с последовательным контуром фронты и срезы конечной длительности появляются в импульсах напряжения ек{ш1) (рис. 2.16,а), в генераторе с параллельным - в импульсах тока i{it) (рис. 2.16,6). Практически на современных мощных биполярных транзисторах двухтактные генераторы с параллельным контуром строят на частотах до 10. ..30 МГц. Из-за появления сквозных токов, обусловленных перекрытиями транзисторов, двухтактные генераторы с последовательным контуром выполняют на частотах до единиц мегагерц. Используя резонансные входные цепи связи, можно увеличить рабочую частоту до 50... 100 МГц [2.9]. Важно также отметить, что из-за критичности к отклонениям Гнас и Готс от 7г, высоких требований к согласованию с нагрузкой по первой гармонике, обеспечения высокого (или низкого) сопротивления фильтрующей системы на частотах высших гармоник (а не резистивного номинального, как в генераторах с резистивной нагрузкой) значительно ограничивается область практического применения таких генераторов при выполнении их на биполярных транзисторах.

Положение резко изменилось с разработкой мощных полевых МДП-транзисторов. Специфика этих приборов такова, что они могут пропускать отрицательный ток стока при низком остаточном напряжении сток-исток (см. рис. 1.4,г), без включения дополнительных диодов, как это делают в случае биполярных транзисторов (на рис. 2.14,а,б^диоды показаны штриховой линией). При этом длительность инверсного состояния (г'с < О, вс < 0), если так можно назвать по аналогии с биполярными транзисторами, может доходить по длительности до четверти периода высокочастотных колебаний и инверсный этап может наступать как перед этапом насыщения, так и следовать за ним. В результате двухтактный генератор с последовательным контуром на полевых транзисторах допускает реактивное рассогласование на входе ВФС вплоть до бесконечности (Хвх|/Двх.ном оо). При этом на относительно низких частотах эпюры напряжений остаются близкими к меандрам и сохраняется высокоэффективный ключевой режим работы транзисторов. С ростом частоты при больших величинах отрицательных токов происходит накопление и последующее рассасывание неосновных носителей (см. § 1.3), что ведет к появлению сквозного тока в двухтактных ключевых генераторах по схеме с переключением напряжения и фильтровой нагрузкой.

При построении ключевых генераторов с фильтровой нагрузкой по однотактной схеме надо учитывать то, что для реализации эпюр токов и напряжений, представленных на рис. 2.16, надо обеспечивать не монотонное нарастающее или падающее нагрузочное сопротивление на частотах высших гармоник согласно (2.34), а чередующееся ZsKinujt) - О и ZKincjt) - ОО при переходе с п гармоники на гармоники п + 1, и -Ь 2 и т.д. С этой целью в выходной цепи транзистора включается четвертьволновый отрезок длинной линии, выполняющий роль формирующего контура.

В двухтактном генераторе с последовательным фильтрующим контуром в импульсах токов отсутствуют нечетные гармоники, а в импульсах



0 -

ФИЧили ПФ

rf~r\

эк 0


ФНЧилиПФ

z. с

./Y>->----

Ч>НЧили П9

Рис. 2.17

напряжения - четные. Поэтому к сопротивлению нагрузки в однотактной схеме предъявляется следующее требование:

икп{пи) 1кп{г1и)

О для п = 2,4,6,... . ос для п = 3,5,7,...

(2.35а)

В однотактной схеме рис. 2.17,а выходная цепь связи начинается с параллельной емкости, так что Z* = 7? и Z*{nLj) -* 0. Поэтому четвертьволновая линия на частоте первой гармоники осуществляет трансформацию 7? в 7?эк = с/. где Zc - волновое сопротивление линии, а по высшим гармоникам обеспечивает приведенное выше требование. В схеме рис. 2.17,6 выходная цепь связи начинается с последовательной индуктивности так, что эк( ) = Нэк, а по высшим гармоникам эк( ) -* оо- Однако подключенная параллельно короткозамкну-тая четвертьволновая линия обеспечивает необходимое Zinco) -* О на четных гармониках.

В двухтактном генераторе с параллельным фильтрующим контуром в импульсах токов отсутствуют четные гармоники, а в импульсах напряжения - нечетные. Поэтому выходная цепь связи в однотактном генераторе должна обеспечивать входное сопротивление

UKnjnuj) f ос для п = 2,4,6,...

~10 для п = 3,5,7,...

(2.356)

Для этого в однотактном генераторе по схеме рис. 2.17,е в отличие от схемы рис. 2.17,а выходная цепь связи начинается с последовательной индуктивности, так что Zyi{nio) -> ос, а в схеме рис. 2.17,г в отличие от схемы рис. 2.17,6 четвертьволновая линия должна быть закорочена на


Рис. 2.18

конце только на основной частоте, а на частотах высших гармоник разомкнута. Поэтому на ее выходе включается последовательный LC-контур, настроенный на основную частоту. При этом входное сопротивление линии на первой и четных гармониках близко к оо, а на нечетных - к 0.

Ключевые генераторы с формирующим контуром. Перейдем к рассмотрению ключевых генераторов с формирующим контуром. Такие генераторы в большинстве случаев строят по однотактной схеме, которая совпадает со схемой обычного генератора с резонансным параллельным или Г-образным LC-контуром в коллекторной цепи (см. рис. 2.1,а,б). В данном случае контур выбирается с низкой добротностью Qh ~ 1 и настраивается на частоту примерно в 1,5 раза выше рабочей. Такой контур принято называть формирующим. При этом выходная емкость транзистора Свых добавляется к емкости контура либо при работе на максимальных частотах непосредственно является емкостью

формирующего контура. Таким образом, в этих генераторах выходная емкость транзистора Свых не является паразитной и не вызывает коммутативных потерь, как в рассмотренных выше схемах ключевых генераторов. Отметим, что за рубежом такой тип генераторов принято называть генераторами класса Е.

В оптимальном ключевом режиме (с точки зрения достижения максимального КПД) транзистор попеременно находится в состояниях отсечки и насыщения. На рис. 2.18 приведены формы импульсов напряжения ек(с^<) и тока гк(с^<) в таком режиме (кривые 1, соответственно для схем с параллельным и Г-образным формирующими контурами). Для генератора с формирующим контуром характерно большое значение пик-фактора напряжения на коллекторе Пд = Ектах/Ек = 3...5, зависящее от Гнас- Кроме того, при переходе транзистора из насыщения в состояние отсечки коллекторный ток уменьшается не скачкообразно, т.е. появляется активный этап. Однако, как показывают расчеты, потери на активном этапе становятся соизмеримыми с потерями на этапе насыщения только на частотах, близких к максимальной.

Для достижения оптимального ключевого режима при заданной длительности Гнас, как отмечалось выше, параметры формирующего контура и сопротивления нагрузки 7?эк или R должны выбираться вполне определенным образом. В частности, должно выполняться соотношение 27r/Ci7?3k = О, 2... 1,5. При работе на высоких частотах



реализация этого соотношения затруднена. С одной стороны, сопротивление йэк определяется напряжением Ек и колебательной мощностью Pi, с другой, минимальная емкость Ci формирующего контура определяется выходной емкостью транзистора Свых*

Отсюда появляется одно из ограничений на максимальную частоту такого генератора /max < (О, 2 ... 1, 5)/27гСкРэк. Кроме того, ограничение может быть обусловлено усилительными свойствами транзистора. Практически максимальная частота в таких генераторах, выполненных на современных биполярных транзисторах, составляет 100...150 МГц.

В генераторах с одним формирующим контуром напряжение на нагрузке оказывается существенно негармоническим. Даже в генераторе с Г-образным контуром на рис. 2.1,6уровень высших гармоник по мощности составляет не менее 5... 10 %. При использовании таких генераторов в предоконечном и предварительных каскадах передатчика, когда по частотным свойствам нельзя применять ключевые генераторы с резистивной нагрузкой, негармоническая форма напряжения на нагрузке не имеет существенного значения. Отметим, что при построении широкодиапазонных предварительных и предоконечных каскадов следует использовать генератор с Г-образным формирующим контуром (см. рис. 2.1,6). Емкость Свых и индуктивность коллекторного вывода Ьк транзистора вместе с ii и сопротивлением Рн (в Рн трансформируется входное сопротивление следующего каскада) образуют ФНЧ. Параметры этого фильтра подбираются так, чтобы на частоте /, близкой или равной верхней частоте рабочего диапазона Д, обеспечивался оптимальный ключевой режим. Тогда на более низких частотах будут происходить отклонения от оптимального режима и несколько возрастать потери мощности в транзисторе. Однако при дальнейшем уменьшении частоты, когда влияние емкости Ск и индуктивности (Lk + Li) будет сказываться все в меньшей степени, генератор приближается к генератору с резистивной нагрузкой, в котором импульсы коллекторного напряжения и тока приближаются к прямоугольным. Кроме того, при Г-образном формирующем контуре заметно меньше пик-фактор по току П/ = /ктах/ко (рис. 2.18), поэтому при ограничениях на /ктах с транзисторов можно снимать существенно большую мощность.

При использовании ключевых генераторов с формирующим контуром в оконечных каскадах для дополнительной фильтрации высших гармоник в нагрузке необходимо включать дополнительный фильтрующий контур или более сложную ВФС. В частности, при узкой полосе пропускания (5... 10 %) в качестве фильтрующих и одновременно трансформирующих выходных цепей связи можно использовать ФНЧ в виде Г-, Т- или П-образных цепочек. При этом в схеме с параллельным формирующим контуром входное сопротивление согласующей и фильтрующей цепи на основной частоте должно быть равно Дэк, а на частотах высших гармоник - достаточно большим по модулю по сравнению с Дэк-Поэтому цепь связи должна начинаться с последовательной индуктивности Li (рис. 2.19,а). Если допустить, что уровень высших гармоник тока,

ог 1 1- П в р

Csj, Rt

Нн т


Рис. 2.19

протекающего через L\, не должен превышать 5. ..10 % и аппроксимируя импульсы напряжения на коллекторе ек(<) отрезком косинусоиды с углом отсечки (тг - в), то определяем ограничения на L\

uLi/R > 2...4,

(2.36)

аналогично как на величину емкости С (2.1) в обычном ГВВ с резонансной нагрузкой.

В генераторе с Г-образным формирующим контуром входное сопротивление фильтрующей и согласующей цепи связи на основной частоте должно быть равно Д*. На частотах высших гармоник здесь менее жесткие ограничения на его величину. Поэтому цепь связи может начинаться как с параллельной емкости С1 (рис. 2.19,6), так и с последовательной индуктивности L1 (рис. 2.19,е)

шСхД* > 0,5.:.2 в схеме рис. 2.19, uiLi/R > 0,5...2 в схеме рис. 2.19,в.

(2.37) (2.38)

Отметим, что в схеме рис. 2.19,6 индуктивности формирующего контура Хформ и L1 можно объединить в одну.

Ключевые генераторы с формирующим контуром можно выполнять по двухтактной схеме, включая Г-образные формирующие контуры в коллекторную цепь каждого транзистора (рис. 2.19,г). Это позволяет существенно снизить уровень четных гармоник в нагрузке (вторую гармонику - на 10... 15 дБ). В этом случае снимаются ограничения (2.37) и (2.38) на величину и вид первого элемента цепи связи. В схеме рис. 2.19,г трансформатор Т1 вместе с конденсатором С|д создает



для обоих генераторов короткозамкнутую нагрузку на частотах четных гармоник. Если убрать Cg, а вместо Т1 включать блокировочные дроссели, то будет непосредственно последовательное подключение двух генераторов с Г-образными контурами к общей нагрузке.

При широкой полосе пропускания, когда коэффициент перекрытия по частоте приближается к двум, в качестве выходной цепи связи можно использовать многозвенный ФНЧ или ПФ, который в соответствии с ограничениями (2.36)-(2.38) должен начинаться либо с последовательной индуктивности или последовательного LlCl-контура, либо с параллельной емкости или параллельного LlCl-контура. Поскольку формирующий контур оказывается достаточно широкополосным (его добротность Qh = 1). полоса пропускания генератора будет определяться в основном полосой пропускания цепи связи. Конечно, в полосе пропускания из-за изменения реактивных сопротивлений LC-элементов формирующего контура наблюдается отклонение от оптимального режима и снижение КПД генератора. Это необходимо учитывать при расчете генератора (см. ниже). При смене рабочих поддиапазонов передатчика, каждый из которых может обеспечивать коэффициент перекрытия по частоте до 1,4... 1,6, должно одновременно осуществляться переключение LC-элементов формирующего контура и цепи связи. Чтобы сохранялись высокие энергетические показатели, коэффициент перекрытия по частоте отдельных поддиапазонов ограничивают 1,2... 1,3.

Применение полевых МДП-транзисторов в ключевых генераторах с формирующим контуром позволяет получать значительно больший КПД, выше коэффициент усиления по мощности, а также лучшие характеристики при рассогласовании нагрузки. Однако из-за относительно высоких напряжений на стоке и отсюда более высоких нагрузочных сопротивлений выходная емкость гораздо быстрее ограничивает максимальную рабочую частоту. Отметим также, что из-за низкого эквивалентного сопротивления насыщения Гнас и высокого напряжения на стоке КПД непосредственно транзистора может достигать 99 %. При этом потери в LC-элементах выходной цепи связи в общем КПД генератора играют решающую роль. Для снижения их до минимума выходную цепь связи целесообразно строить в виде ФНЧ с фильтрами-пробками и фильтрами-дырками, настроенными точно на ближайшие 2-ю и 3-ю гармоники.

Предоконечный и предварительный каскады на частотах до 10... ...50 МГц строят с применением широкодиапазонных трансформаторов по однотактным и двухтактным схемам. Нагрузкой в этих каскадах является входное сопротивление транзисторов последующего каскада с учетом элементов межкаскадной цепи связи. В первом приближении можно рассматривать данный каскад как ключевой генератор с резистивной нагрузкой и считать его по отношению ко входной цепи последующего каскада как генератор прямоугольных импульсов напряжения. Частотные ограничения обусловлены шунтирующим действием выходных (и входных) емкостей и индуктивностями выводов транзистора. Поэтому на частотах выше 10. ..50 МГц в таких каскадах применяются

ключевые генераторы с формирующим контуром, а межкаскадные цепи связи строят как на широкодиапазонных трансформаторах, так и на LC-элементах в виде Г-, Т- и П-цепочек.

Предварительные и предоконечный каскады можно выполнять как на биполярных, так и на полевых МДП-транзисторах. Преимущества последних в этих каскадах не столь ярко выражены (более высокий Кр, менее критична амплитуда входного сигнала), поскольку в полевых МДП-транзисторах сильнее проявляется шунтирующее действие выходных емкостей.

Проектирование ключевых генераторов. Проектирование начинают с выбора схемы генератора для оконечного каскада передатчика. Выбор схемы ключевого ГВВ определяется рабочей частотой, коэффициентом перекрытия диапазона рабочих частот, мощностью проектируемого генератора, допустимым рассогласованием нагрузки, а также типом используемых транзисторов.

На частотах до 1...2 МГц наилучшим образом подходят двухтактные ключевые генераторы с переключением напряжения и фильтровой нагрузкой (ПНФ), выполненные на полевых МДП-транзисторах. Такие ГВВ допускают рассогласование нагрузки до КБВвх = 0,5 и ниже (значение КБВвхтт может оговариваться при проектировании ГВВ). Коэффициент перекрытия по частоте Kj = /в н может достигать 1,7... 1,8. Если требуемый Kj выше, то на выходе генератора надо устанавливать переключаемые фильтры на отдельные поддиапазоны с Kfi < 1,7... 1,8. Данный ключевой ГВВ выполняется на двух транзисторах. Однако возможно к общей нагрузке последовательное подключение двух таких генераторов по условно названной мостовой схеме (см. § 2.7). При этом можно обеспечивать мощность в 2.. .4 раза больше, чем дает один транзистор. Включение параллельно двух-трех и более полевых транзисторов хотя и обсуждается в литературе и используется в реальных передатчиках, но требует дополнительных исследований. Поэтому для получения большей мощности необходимо применять мостовые схемы суммирования. При этом, во-первых, каждый отдельный генератор может выполняться на двух или четырех транзисторах. Во-вторых, на выходе каждого отдельного генератора необходимо устанавливать свой выходной фильтр, а при больших К/ - переключаемые фильтры на отдельные поддиапазоны. Именно эти фильтры должны создавать высокое сопротивление \Znx\ на частотах высших гармоник. Отметим, что при установке общего фильтра после мостовой схемы сложения из-за несогласованной нагрузки моста на частотах высших гармоник его входное сопротивление будет сложным образом меняться. Поэтому на тех или иных гармониках может не обеспечиваться высокое входное сопротивление, что может нарушить режим работы транзисторов в генераторе ПНФ. Это является серьезным недостатком ключевых генераторов ПНФ. Поэтому в тех случаях, когда заранее известно, что для получения необходимой мощности потребуется включение большого числа генераторов. мостовых схем сложения и неприемлемо на выходе каждого из них ставить широкодиапазонные и переключаемые



фильтры, в оконечных каскадах передатчика следует применять двухтактные ключевые генераторы с резистивной нагрузкой (см. рис. 2.12). Их можно также выполнить на полевых МДП-транзистррах. Для этих генераторов резистивная нагрузка обеспечивается фильтрующей системой в виде вилки фильтров (см. § 3.10). При этом потери мощности высших гармоник в дополнительном резисторе Дн.доп составляют практически менее 15 % и некоторые усложнения ВФС компенсируются важным преимуществом таких генераторов: для суммирования мощностей большого числа генераторов можно применять одну общую ВФС в виде вилки фильтров, включаемую после мостовой схемы сложения. Правда, при этом мостовая схема должна обеспечивать рабочую полосу не до /вп, а до (7.. .9)/вп. чтобы при работе генератора на верхней рабочей частоте передатчика Дп создавалось резистивное входное сопротивление на частотах до (7-9)-й гармоник.

Частотные ограничения двухтактных ключевых генераторов с резистивной и с фильтровой нагрузкой на МДП-транзисторах определены ростом коммутативных потерь, обусловленных выходными емкостями транзистора, и находятся вблизи 1 МГц (см. ниже). Если коммутативные потери превышают 5... 10 %, то либо переходят к аналогичным генераторам на биполярных транзисторах, либо к другому классу ключевых генераторов с формирующим контуром. В первом случае надо иметь в виду, что хотя частотный диапазон двухтактных ключевых генераторов на биполярных транзисторах увеличивается до 10...30 МГц, но при фильтровой нагрузке такие генераторы допускают КБВвх не ниже 0,7. ..0,8, а при резистивной нагрузке - КБВвх не ниже 0,5. Здесь важно, что при меньших значениях КБВвх не только ухудшаются энергетические показатели генераторов, но, главное, возникает опасность неустойчивой работы, самовозбуждения и выхода транзисторов из ключевого режима. Поэтому помимо непосредственной защиты транзисторов по перегрузкам по току и напряжению на коллекторе должны предусматриваться системы защиты при рассогласованиях нагрузки, при которых КБВвх становится ниже предельно допустимого.

Во втором случае переходят к ключевым генераторам с формирующим контуром. Частотный диапазон таких генераторов в 5... 10 раз выше, т.е. при выполнении на полевых МДП-транзисторах достигает 10...30 МГц, а на биполярных 100... 150 МГц. Генераторы с формирующим контуром, как правило, выполняют по однотактным схемам. Такие генераторы, как самые простые, используют и на более низких частотах, т.е. там, где можно реализовать двухтактные ключевые генераторы, при построении передатчиков небольшой мощности для портативных радиостанций. При этом емкость формирующего контура образуется не столько выходной емкостью транзистора, а специально включаемым конденсатором. Наоборот, ключевые генераторы с формирующим контуром на большие мощности целесообразно строить по двухтактной схеме (рис. 2.19,г), в том числе на балансных транзисторах. Возможно построение таких генераторов по квадратурной схеме. Отметим, что в генераторах с формирующим контуром из-за больших пик-факторов

П/ = 3...5 и Г\е = 3...5 при ограничениях на /щах и Ещах величина колебательной мощности может быть в 2... 10 раз меньше, чем в генераторах с резистивной нагрузкой или в двухтактных генераторах с фильтровой нагрузкой (в расчете на один транзистор).

В качестве предоконечного и предварительных каскадов передатчика на частотах до 30 МГц следует использовать двухтактные ключевые генераторы с резистивной нагрузкой, а на более высоких частотах - ключевые генераторы с Г-образными формирующими контурами, выполняемыми как по двухтактной, так и по однотактной или квадратурной схеме. Выбор конкретной схемы того или иного класса ключевого генератора ведут исходя из ряда соображений. Во-первых, при относительно низких напряжениях питания Е^.п (или Ес.п) и ограничениях на максимальный ток Дтах < Ддоп следует выбирать схемы генераторов, в которых в номинальном режиме наименьший пик-фактор по току и он не сильно возрастает в диапазоне частот и при рассогласованиях с нагрузкой. Наоборот, при высоком напряжении Е^.п, когда появляются ограничения на Ектах < Ек.доп и нет ограничений на максимальный ток, надо брать схему генератора, в которой обеспечивается наименьший пик-фактор по напряжению и он заметно не возрастаеУ в диапазоне частот и при рассогласованиях с нагрузкой. Во-вторых, необходимо учитывать возможность обеспечения входной цепью генератора заданного г„ас или допустимого его отклонения от расчетного в рабочем диапазоне частот. В-третьих, учитывается схемная простота и практическая реализация генератора.

Среди двухтактных генераторов с резистивной нагрузкой генератор ПТ обеспечивает постоянный, равный минимальному пик-фактор по тог ку П/ = 2 при Пе > 2, допускает Тнас тг и наиболее прост в схемном исполнении. Наоборот, генератор ПН обеспечивает постоянный, равный минимальному пик-фактор по напряжению Пд = 2 при П/ > 2, допускает Гнас тг и оказывается заметно сложнее из-за трансформатора, включаемого для закорачивания четных гармоник тока в коллекторной цепи. Двухтактный генератор с мостовой схемой занимает промежуточное положение между первыми двумя, поскольку в нем П£;>2 и П/>2 и допускаются отклонения г„астг от тг в обе стороны. Из-за включения балластного сопротивления Rq он оказывается сложнее, чем генератор ПН.

Двухтактные генераторы с фильтровой нагрузкой существенно различаются по пик-факторам Пд и П/. В генераторе с последовательным контуром оказывается = 2 при П/ > 3,14, и поэтому при полном использовании транзисторов по напряжению (Рктах < Рк.доп) в нем может обеспечиваться гораздо большая колебательная мощность. Наоборот, в генераторе с параллельным контуром П/ = 2 при Ue > 3,14, и поэтому здесь может обеспечиваться наибольшая мощность при полном использовании транзисторов по току Дтах < к.доп- В схемном отношении двухтактный генератор с параллельным контуром заметно проще из-за отсутствия трансформатора для закорачивания четных гармоник.

Ключевые генераторы с параллельным и Г-образным формирующими контурами по всем показателям примерно одинаковы. С позиции



1 ... 4 5 6 7 8 9 10 ... 33
Яндекс.Метрика