|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 3 4 5 6 7 8 9 ... 33 -- Балансный транзистор \ q  Рис. 2.7 зитных элементов согласующих трансформаторов в выходные и межкаскадные цепи включают дополнительные LCR-элементы (см. § 3.4-3.6). В двухтактных генераторах на широкодиапазонных трансформаторах из-за трудности в обеспечении короткозамкнутой нагрузки в выходной цепи на частотах четных гармоник частотные ограничения наступают на частоте около 100 МГц (при нижней рабочей частоте 1,5... .. .10 МГц). При небольших коэффициентах перекрытия по частоте (не более одной октавы, Kj < 2) верхняя рабочая частота в этих генераторах может достигать 100.. .150 МГц. В этом случае последовательно с проводниками линии Т2 включают конденсаторы Скор (на рис. 2.6,а показаны штриховой линией), которые с эквивалентными индуктивностями эк = (c2/27r/)tg(27r 32/2co) и Zc2l/2ca (при замене tga; = х) образуют последовательные контуры, настроенные на частоту второй гармоники /о = 1/27Гл/СкорЬэк = 2/н/в. Однако значительно проще выполнять двухтактные ГВВ на балансных транзисторах (транзисторных сборках), тем более, что промышленность выпускает широкий набор таких приборов (табл. 2.1). Балансный транзистор состоит из двух транзисторов одного типа проводимости, помещенных в общий корпус. Включенные по схеме с ОЭ и ОБ, транзисторы обычно рассчитаны на работу в определенном частотном диапазоне. На рис. 2.7 помимо самих кристаллов, обведенных штриховыми окружностями, показаны индуктивности соединительных проводников эмиттера и коллектора, а в цепях баз включены трансформирующие б1Сбб2-Цепочки. У некоторых транзисторов, в первую очередь предназначенных для работы в узком диапазоне частот, во входной и коллекторной цепях включают сложные согласующие и трансформирующие цепи. Кроме того, у отдельных транзисторов между их коллекторами включается индуктивность Lkk- При этом Ькк компенсирует шунтирующее действие выходных емкостей транзисторов Свых = Ск, образуя с ними резонансный контур, настроенный на частоту /о VJhJb- Важно отметить, что сопротивление выходных емкостей транзисторов относительно велико, поэтому нагруженная добротность этого контура полу- Таблица 2.1 Список сдвоенных и балансных транзисторов для двухтактных ГВВ в диапазоне частот 100.. .2000 МГц
чается низкой и может не обеспечиваться условие (2.1), тем более при работе в полосе частот до одной-двух октав. Поэтому в двухтактных генераторах на балансных транзисторах, в отличие от генераторов на широкодиапазонных трансформаторах, может не обеспечиваться короткое замыкание в цепях коллекторов на четных гармониках, особенно в нижней части рабочего диапазона. Первое преимущество двухтактных генераторов на балансных транзисторах состоит в том, что при той же колебательной мощности в расчете на обычный транзистор результирующие входное и нагрузочное сопротивления увеличиваются в 4 раза: в 2 раза, поскольку каждый из двух элементарных транзисторов рассчитывается на колебательную мощность, в 2 раза меньшую, и еще в 2 раза благодаря последовательному включению транзисторов по входу и выходу. Второе преимущество - в балансных транзисторах заметно уменьшено влияние индуктивностей общих выводов благодаря тому, что значительная их часть оказывается общей на два транзистора (на рис. 2.7 она показана в виде э.общ)- Через э.общ эмиттерные токи протекают в противофазе и компенсируют друг друга, и эквивалентное ее сопротивление близко к нулю. При построении двухтактных генераторов во входной цепи базы (или эмиттера) и в выходной коллекторной цепи включаются L- и С-элементы, которые образуют либо отдельные Г (или Т- и П-)-цепочки, МаЗратурша мост > МаВрйтурный 14 вш  Рис. 2.8 либо дополняют Г (или Т- и П-)-цепочки вместе с L- и С-элементами, расположенными внутри корпуса транзистора. Последовательные индуктивности внешних LC-цепочек обычно выполняют на отрезках полосковых линий, а параллельные емкости - сосредоточенными без заземления средних точек, что несколько увеличивает симметрию работы двухтактного генератора. Для повышения входного и нагрузочного сопротивлений двухтактной схемы соответственно на входе и выходе могут включаться трансформаторы на линиях с симметричным входом и выходом (см. рис. 3.13,а,б), а для перехода к несимметричному входу и выходу включаться трансформаторы 1:1 также на линиях по схемам рис. 3.13,е-е. На рис. 2.7 показаны только переходные трансформаторы. Генераторы по квадратурной схеме. Такие генераторы или, как их называли первоначально, генераторы по балансной схеме представляют два идентичных (рис. 2,8) однотактных генератора. Входные и выходные ЦС вместе с индуктивностями выводов и паразитными емкостями транзисторов либо с LC-элементами, встроенными внутрь корпуса транзистора, обеспечивают согласование и трансформацию сопротивлений до номинальных величин. Нагрузочное сопротивление обычно равно 50 или 75 Ом, а входное сопротивление может составлять 25; 12,5 Ом и ниже. Одновременно входная ЦС может выполнять задачу коррекции АЧХ в рабочей полосе частот (см. § З.б). По входу и выходу генераторы подключают к квадратурным мостам деления и сложения, так что они работают со сдвигом по фазе на 90°. Основные преимущества такого построения ГВВ описаны в [1.1]. Благодаря им генераторы по квадратурной (балансной) схеме широко используются на частотах приблизительно от 100 МГц до 10 ГГц. Отметим, что в качестве генераторов в квадратурной схеме на частотах от 100 до 2000 МГц можно использовать двухтактные генераторы на балансных транзисторах. Таким образом, в одном ГВВ сочетаются достоинства двухтактной схемы на балансных транзисторах и квадратурного построения. 2.3. Расчет ГВВ на биполярных транзисторах Вводные замечания. Расчет электрического режима транзистора состоит из двух этапов: расчет коллекторной цепи и расчет входной цепи. Расчет коллекторной цепи можно проводить независимо от схемы включения транзистора, а входной - раздельно для схем с ОЭ или с ОБ. При обеих схемах включения транзистора его входная цепь (цепь возбуждения) строится таким образом [2.3], чтобы транзистор работал без отсечки тока в классе к [в - 180°) либо с отсечкой тока в классе В (б = 90°). При этом импульсы коллекторного тока должны быть близ-кими к симметричным отрезкам косинусоиды, что, например, особенно важно при построении двухтактных генераторов. Расчет генератора проводится при заданной колебательной мощности Pi. В двухтактных генераторах- при заданной мощности Pi, приходящейся на один транзистор, в двухтактных генераторах на балансных транзисторах на половинную мощность, развиваемую данным прибором. Общие рекомендации по выбору транзистора и схемы его включения для заданных мощности Pi и частотного диапазона / . . .Д даются в § 1.3. В результате расчета выходной и входной цепей генератора находятся электрические параметры, в частности соответственно нагрузочное Дэк и входное сопротивления Zx - Къх+]Х^х непосредственно на выводах кристалла прибора (в балансных транзисторах - на выводах каждой его половины). Для определения нагрузочного сопротивления, которое необходимо подключать к выходным выводам транзистора, и входного сопротивления на его входных выводах надо пересчитать соответственно Дэк и вх с учетом как индуктивностей выводов транзистора, так и специально встроенных либо технологически образованных LC-элементов внутри корпуса прибора. Алгоритм такого пересчета дается в § 2.5 на примере генератора на полевом транзисторе с барьером Шоттки диапазона СВЧ, Гасчет коллекторной цепи. Для современных мощных биполярных транзисторов, как правило, оговаривается номинальное напряжение коллекторного питания Е^.п- Напряжение коллекторного питания Ек.-п может быть задано в ТЗ на проектируемый передатчик, в частности его источниками питания, аккумуляторами и т.д., либо выбираться согласно ГОСТу. Из числа стандартных питающих напряжений, получаемых от выпрямителей, в транзисторных каскадах передатчиков могут использоваться следующие: 3; 4; 5; б; 9; 12; 15; 20; 24; 27; 30; 48; 60; 80 В. Наиболее часто используются б; 12; 24; 48 В. По согласованию с заказчиком могут применяться 6,3; 12,6; 40 В. В последние' годы для аппаратуры связи с подвижными объектами (сотовой, транкинговой, радиальной, ...) выпускаются транзисторы, специально рассчитанные на низкие питающие напряжения гальванических батарей или аккумуляторов. Здесь рекомендуются напряжения 5,8; б; 8,5; 12,5 В. Использование при невысоких питающих напряжениях б... 12 В более высоковольтных транзисторов, рассчитанных на 27. ..50 В, приводит к существенному снижению мощности, КПД и Кр. Если напряжение Е^.п не задается, то в мощном оконечном каскаде его можно определить исходя из допустимого Й'к.доп или полного использования транзистора по напряжению, когда Е'ктах - £кэ,доп или £кб.доп- При этом можно получить более высокие значения КПД и коэффициента усиления по мощности Кр, а в некоторых случаях снять с транзистора колебательную мощность Pi большую, чем Pi, указанную в [1.2-1.4 и табл. 1.1] для данного транзистора. Если транзистор заведомо недоиспользуется по мощности (Pi < Р/),.целесообразно занижать Ектах на 20...30 % по отношению к допустимому значению, что значительно повышает надежность его работы, хотя и несколько снижает КПД и Кр, а также увеличивает рассеиваемую на нем мощность. В предоконечном каскаде, особенно если оконечный каскад состоит из нескольких модулей, в большинстве случаев стремятся использовать те же транзисторы, что и в оконечном. Поэтому для них напряжение -Eji выбирают равным или несколько меньшим по сравнению с Е'к оконечного каскада. Питание осуществляется от того же источника, что и оконечного каскада, но через гасящее сопротивление в коллекторной цепи. Снижение в первую очередь повышает надежность работы транзисторов, хотя при этом может снизиться Pi и Кр. В предварительных маломощных каскадах, как правило, используют другие типы приборов - менее мощные и часто с меньшим напряжением питания, которое осуществляется от отдельного источника либо от того же источника через гасящие сопротивления. Расчет коллекторной цепи транзистора проводят с учетом возможного рассогласования нагрузки. Для оконечного каскада передатчика нагрузкой Zh является входное сопротивление антенны или согласующего устройства, устанавливаемого перед антенной. Нагрузкой предоко-нечного и предварительных каскадов является входное сопротивление последующего каскада. Входное сопротивление антенны или согласующего устройства на рабочей фиксированной частоте, а тем более в диапазоне рабочих частот может отличаться от номинального дом- Область возможных отклонений Zii относительно Дн.ном определяется допустимым коэффициентом бегущей волны в нагрузке КБВн (или коэффициентом стоячей волны КСВн = 1/КБВн). К транзистору оконечного каскада нагрузка подключается через выходную цепь связи (фильтрующую систему). В узкодиапазонных, резонансных оконечных каскадах обычно нагрузочное сопротивление Zh трансформируется в выходной ЦС (фильтрующей системе) в необходимое Дэк для транзистора. В широкодиапазонных каскадах выходная ЦС (фильтрующая система) проектируется на заданный КБВф в рабочей полосе частот (см. § 3.4 и 3.10). Кроме того, мостовая схема сложения, устанавливаемая в оконечном каскаде, может также вносить некоторые рассогласования на входе, определяемые своим КБВм. Для оценки результирующего рассогласования, создаваемого этими последовательно включенными цепями, нагруженными на комплексное сопротивление Zh, надо в диапазоне рабочих частот fa- /в рассчитать результирующее входное сопротивление Zx и затем оценить минимальный КБВвх на входе, определяющий отклонение Д^вх входного сопротивления Zbx относительно номинального сопротивления Двх.ном, равного Дэк для транзисторов оконечного каскада. Поскольку расчет Zx оказывается очень трудоемким, ограничиваются приближенной оценкой КБВвхпип- С запасом КБВвхпип можно определить как произведение КБВ всех последовательно включенных цепей и КБВн нагрузки: КБВв у min - КБВнКБВфКБВи. (2.2) В предоконечных и предварительных каскадах приведенное нагрузочное сопротивление для транзистора также может быть рассогласованным из-за изменений AZ входного сопротивления транзистора последующего каскада и, кроме того, из-за рассогласования в межкаскадных цепях связи и трансформаторах и в схеме деления мощности. Оценивать КБВвх min для этих каскадов можно по этой же формуле. Значение КБВвх min в оконечных каскадах не должно быть ниже 0,5.. .0,7; в предоконечном и предварительных каскадах допустимо снижение КБВвх min до 0,2. ..0,5. Расчет коллекторной цепи надо вести так, чтобы при номинальном нагрузочном сопротивлении Дэк.ном обеспечивался граничный режим, т.е. Дэк.ном = Дэк.гр. Тогда при уменьшении нагрузочного сопротивления (эк < Дэк.ном) транзистор будет переходить в недонапряженный режим, при увеличении (.эк > Рэк.ном) - в перенапряженный. При этом мощность в нагрузке изменяется в меньшей степени (Pimax/Pimin 1/КБВвх). а КПД И Кр остаются близкими к максимальным. Расчет выполняют исходя из заданной номинальной мощности PiHOM при работе транзистора в граничном режиме. Граничный режим можно считать оптимальным на низких и средних частотах. Величина Гнас транзистора находится по выходным статическим характеристикам гк(ек). На высоких частотах, где коэффициент усиления становится низким, для его повышения за счет некоторого снижения КПД переходят в слегка недонапряженный режим работы транзистора. При этом расчет коллекторной цепи ведется с использованием формул для граничного режима, только значение Гнас увеличивают в 1,5... 3,0 раза. В последующие расчетные соотношения входят а \л у - коэффициенты разложения косинусоидальных импульсов с углом отсечки в (или тг ~ 0) \л ряд параметров транзисторов, которые берут из табл. 1.1 и справочных данных [1.2-1.4]. Расчет выполняют в следующей последовательности. 1. Амплитуда напряжения первой гармоники Uki на коллекторе fKirp = Е,{0,5 + 0,5Vl - (8rHac/ai()(PiHOM/i?2)), (2.3) где напряжение коллекторного питания Ек считается заданным либо выбирается равным стандартному. В (2.3) следует подставлять Ек, уменьшенное относительно напряжения источника питания Е^ на 0,1.. .0,5 В, что может быть связано с потерями по постоянному току в блокировочном дросселе и в измерительном сопротивлении (или приборе) для контроля постоянной составляющей тока коллектора /ко. Этметим, что для достижения КПД не ниже 0,6 величина под радикалом в (2.3) должна быть не менее 0,3... 0,4. При полном использовании транзистора по напряжению (й'ктах £к.доп) из условия Ек = й'к.доп - fKl max = £к.доп - (Ij 2 ... 1, 3)?7к.гр. где коэффициент 1,2... 1,3 учитывает увеличение Uki при переходе в перенапряженный режим, и принимая ?7к1гр = (0,7 .. .0, 9)i?K. определяем (0,46...0,54)£;к.да . (2.4) Соответственно напряжение питания Е'п Должно быть увеличено на 0,1...0,5 В, и желательно, чтобы оно было равно стандартному значению. 2. Максимальное напряжение на коллекторе не должно превышать допустимого: = E + {l,2...1,3)Ui,pE, Если это не выполняется, необходимо снизить Е^. 3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока /к1 = 2Pi om/UkItp- 4. Постоянная составляющая коллекторного тока /ко = (ао()/ 1())/к1 Won при в < 180°, /ко = (1,1... 1,2)/к1 /кодоп ДЛЯ класса А. 5. Максимальный коллекторный ток Летах = 1ко/ао{в) /ктахдоп ПрИ в < 180°, Летах = /кО + к! к шах доп ДЛЯ КЛаССа А. (2.5) (2.6) (2.7а) (2.76) (2.8а) (2.86) 6. Максимальная мощность, потребляемая от источника питания, Ротах = Роном = кЛсО- (2.9) 7. Коэффициент полезного действия коллекторной цепи при номинальной нагрузке (2.10) 8. Максимальная рассеиваемая мощность на коллекторе транзи- стора /ктах - Роном - Plmin - / оном ~ Рхномл/КБВвхтш При в < 180°; (2.11а) Ркшах = Д)ном для класса А. (2.116) 9. Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки (в двухтактных генераторах для транзистора в одном из плеч) Лэк.ном = CKlrp l НОМ* (2.12) В ГВВ, построенных на трансформаторах с магнитными связями и трансформаторах на линиях из-за дискретного значения коэффициента трансформации, двухкратной трансформации сопротивлений в схемах двухтактных генераторов (см. рис. 2.6), дискретной трансформации сопротивлений в широкодиапазонных мостовых схемах сложения (деления) мощности (см. § 3.7) при заданном нагрузочном сопротивлении передатчика не всегда можно обеспечить точно расчетное значение Дэк.ном (2.12). В этом случае вначале по вышеизложенной методике рассчитывают необходимое нагрузочное сопротивление Д*кном. а затем выходную цепь генератора строят так, чтобы нагрузочное сопротивление данного каскада трансформировалось в Дэк.ном как можно ближе к /?эк.ном- Если при Дэк.ном транзистор недоиспользовался по напряжению (Е'к max * к.доп) ТО ВОЗМОЖНО -/эк.ном -эк.ном если же недоиспользовался по току (/к max * max доп ), то возможно Дэк.ном < /?эк.ном- Отметим, что в широкодиапазонных ГВВ сначала проектируют выходную или межкаскадную ЦС (см. § 3.4), из расчета которой будет известно Дэк.ном- Далее параметры коллекторной цепи уточняют при заданном Дэк. ном- 10. Амплитуда переменного напряжения на коллекторе Лс1гр - 2Р1номДэк.ном- 11. Амплитуда первой гармоники /к1, постоянная составляющая /ко и максимальное значение /кmax коллекторного тока определяются по (2.6)-(2.8). 12. Напряжение коллекторного питания Ejfi - к 1гр Ь нас Лс max * 13. Максимальное напряжение ктах определяют по (2.5). 14. Величины Pq, rj и Рктах определяют по (2.9)-(2.11). Расчет входной цепи транзистора. Приводимая ниже методика расчета входной цепи для схем с ОЭ и с ОБ справедлива на частотах до (0,5. . .0,8)/т. Если рабочая частота оказывается выше, то следует брать более высокочастотный транзистор. Для транзисторов диапазона УВЧ-СВЧ (/ 500... 1000 МГц) существенную роль играют LC-элементы, образующиеся или специально создаваемые между кристаллом и корпусом транзистора. Это относится и к более низкочастотным транзисторам, внутри корпуса которых встроены согласующе-трансформирующие 1С-цепи. В этих случаях расчет входной цепи проводят с применением ЭВМ, используя полные эквивалентные схемы транзисторов с учетом дополнительных LCR-элементов, либо ориентируются на экспериментальные измерения параметров входной цепи, в частности на приводимые в справочниках. При расчете входной цепи транзистора с ОЭ предполагается, что между базовым и эмиттерным выводами транзистора по радиочастоте включен резистор Ддоп (как показано на рис. 2.1 и 2.2*), сопротивление которого составляет 21э0 при Rys-oo. (2.13) Кроме того, между коллекторным и базовым выводами включен резистор величиной Дбк = Л21эо/27г/тСк (в схемах на рис. 2.5 и 2.6 сопротивление Ri = 7?бк). На частотах / > 3/т 121эО в реальных схемах можно не ставить Ддоп и Дбк, однако в последующих расчетных формулах Ддоп необходимо оставлять. Расчет ведут в такой последовательности. 1. Амплитуда тока базы = (2.14а) где X = 1 + 71()2т/тСкДэк- 2. Напряжение смещения на эмиттерном переходе при в < 180° В режиме класса А , 7о(7Г - 6)Ддод , Vl + (/2b0 /T? (2.15а) \Ебэ\ Еотс + /ко 1эО/. Напряжение отс принимают равным 0,5...0,7 В для кремниевых и 0,2...0,3 В для германиевых транзисторов. 3. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе -Ббэтах J (1 + cos )Ддоп (2.16а) * В схемах на рис. 2.5 и 2.6 роль Ддо„ выполняют параллельно включенные резисторы Ri и Да, те. RiR2/(Ri + R2) и Да = Ддоп-  В режиме класса А расчет £бэтах опускается. Если Евэ и Ебэшак превышают предельно допустимые значения, то можно уменьшить сопротивление Ддоп по сравнению с (2.13). 4. В эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора на рис. 2.9,а ЬвкОЭ, ГвхОЭ, СвхОЭ находят по следующим формулам: Гвхоэ = [(1 + 71()2т/тСкайэк)гб -f Ь -t-7i()2T/Ti3]/x; ДвхОЭ = [Гб + (1 + 71() 21эо)-э]/Х - ГвхОЭ + Ддоп[1 71 ()]- (2.17а) 5. Реэистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора 2вх = вх-f jBx; Гвх = вхОЭ + ЯъхОэ/[1 + (/ 21эо /т)]; ДвхОэ(/ 21э0 /т) Жвх = -Т/ЬвхОЭ--ГТ71-f/f\2 1 +(П21э0 /т) (2.18а) На практике является важным частный случай - диапазон относительно высоких частот данного транзистора (/ > 3/т 121эо). Для которого (2.14а)-(2.18а) удобно привести к виду hx{f/U)hihm (2.146) £бэ -/б7о( - )/2/Сэ + Еотс, (2.156) бэтах -h{l + cos )/27г/Сэ + Еотс. (2.166) ДвхОЭ -[гб -t- (1 + 71() 21эо)Гэ] - ГвхОЭ + / 21э0\ Pif (2.176) СвхОЭ = /гХао/ЛДЕхОЭ! *вх = вхОЭ + (/т 121эо/)/йвхОЭ; Жвх = 27г /вхОЭ - (/т/ 21э0/)/хОЭ- (2.186) 6. Входная мощность Рвх = 0,5/бЧх. (2.19) 113 7. Коэффициент усиления по мощности Кр = Pi/Рвх- (2.20) 8, Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов ho = 4о 21эо; /эО = /бо + /ко- (2-21) Расчет входной цепи транзистора при включении с ОБ дается при работе в режиме класса А для всего диапазона частот, а при работе с отсечкой тока - для / > (О, 2 .. .0,3)/. 1. Амплитуда тока эмиттера / \/1 + ( Д21б)% Й216071() где Д216 = (1,2...1,6)/т - граничная частота по току в схеме с ОБ; / 21бо = / 21эо/(1 + Й21эо) ~ 1 - коэффициент усиления по току в схеме с ОБ на постоянном токе. 2. Напряжение смещения на эмиттерном переходе при в < 180° E.6 = {7oi-e)/2wfC.)I,-\Eorc\. В режиме класса А Еогс + /ко [т^ + rJl + . .П21э0 \ П21э0/. 3. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе Е. бтах - [(1 + COS )/27г/Сэ]/э - .Еотс- В режиме класса А величину /?эбтах не рассчитывают. Напряжения Е^ъ и эбтах не должны превышать допустимые значения. 4. Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов определяют по (2.21). 5. В эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора на рис. 2.9,а ЬвхОБ. ГвхОБ, /2вхОБ, СвхОБ равны /вхОБ = Ьэ -Ь Х^б; ГвхОБ = Гб + Гэ - 7iiO)xL6{2wfh2i6 - 2л-/т/х/ 21эо); 71(6 ) 27гД21бСэ l-f/ 2l30-СвхОБ = 1/71()2тЛ21б/?вхОБ. + Гэ - гвхОБ; (2.22) 6. Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора (2.23) Zbx = вх + j Bx; Гвх = ГвхОБ + -КбхОб/[1 + ( /Л21б)]; Жвх = 2л- .вхОБ - ДвхОБ( /л21б)/[1 + ( /л21б)]. 7. Мощность возбуждения Рвх = 0,5/зЧ.. 8. Коэффициент усиления по мощности рассчитывают по (2.20). Отметим, что из-за положительной обратной связи, создаваемой индуктивностью на высоких частотах, может быть Гвх < 0. В этом случае для сохранения устойчивой работы генератора можно непосредственно включить последовательно с эмиттерным выводом транзистора дополнительное сопротивление йдоп гвх| так, чтобы Кр = = Pi/[0, 5/э(гвх+Ддоп)] составлял не более 10. При построении широкодиапазонных генераторов на транзисторах с ОБ в классе А на частотах / 0,3/216 можно не учитывать СвхОБ и перейти к эквивалентноЯ схеме рис. 2.9,6, в которой LbxOB = 1э+х/б; /? хОБ =э + 6/(1 +/ 21эо). (2.24) В конце расчетов коллекторной и входной цепей транзистора определяют мощность, рассеиваемую в нем: Ррас ~ Рктъх + Рвх- Значение Ррас является исходным параметром для расчета температуры в структуре транзистора и системы его охлаждения. Пример. Рассчитать двухтактный генератор мощностью 150 Вт в диапазоне частот 3... 30 МГц; номинальный режим - граничный, коэффициент бегущей волны на входе выходной цепи связи А'б.вх = J, напряжение питания Еп = 30 В. Расчет выполним для одного плеча двухтактного генератора на мощность 75 Вт. Угол отсечки коллекторного тока выберем равным 90°. По табл. 1.1 выбираем транзистор 2Т927А со следующими параметрами: Гнас И 0,4 Ом; rg Я 0,5 Ом Яу.э > 100 Ом; Вотс 0,7 В; h2uo и 20; Я 200 МГц; С„ 120 пФ; (Ск.а и 34 пФ); Сэ W 2850 пФ; L, и 3 нГн; Lg и 3 нГн; £;к=..доп - 70 В; бэ.доп = 3,5 В; /кОдоп = 10 А; /ктахдоп = 30 А. Расчет коллекторной цепи: 1. Амплитуда переменного напряжения С/к! = 29,5(0,5+0,50 - [(8 0,4/0,5)][80/(29,5)2)] = 24,21 В, где принято с запасом Fj = 80 Вт, а напряжение Ex. снижено на 0,5 В по сравнению с Еп- 2. Напряжение Ектах = 29,5 -- 1,3 . 24,21 = 60,97 < 70 В. 3. Амплитуда первой гармоники тока /1 = 2 80/24,21 = 6,6 А. 4. Постоянная составляющая тока Io = (0,319/0,5) 6,6 = 4,21 А < 10 А. 5. Ток /кmax = 4,21/0,319 = 13,2 А < 30 А. 6. Максимальная мощность, потребляемая от источника коллекторного питания, Fomax = 29,5 -4,21 = 124,2 Вт. 7. КПД коллекторной цепи т) = 80/124,2 = 0,644. 8. Максимальная рассеиваемая мощность Ркшах = 124,2 - 80 0,7 = 68,2 Вт. 9. Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки Нэк.ном = (24,21)2/(80 2) = 3,66 Ом. Расчет входной цепи: 1. Сопротивление Лдол = 30/2 3,14 200 10 . 2850 Ю' = 8,4 Ом; сопротивление Лбк = 30/2 3,14 . 200 10б . 120 IQ-l = 200 Ом. 2. Коэффициент х = 1 -- О, 5 2 3,14 200 10 120 IQ-l 3,66 = 1,276. 3. Амплитуда тока базы Is = [1,276./1 + (30 30/200)2/30 0,5] 6,6 = 2,48 А (на частоте 30 МГц). 4. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе Ябзшах = I - 2,48 8,4/л/Ц-(30. 30/200)21 + 0,7 = 3,8 В И Ев.ои- 5. Постоянные составляющие базового и эмиттерного Токов /60 = 4,21/30 = 0,14 А; /о = 4,21--0,14 = 4,35 а. 6. Напряжение смещения на эмиттерном переходе Ебз = -2,48 . 0,319 . 8, 4/\/l--(30-30/200)2 -- 0,7 + 0,14 0,5 = -0,67 В. 7. Значения L o9. г^хОЭ< RtxOB и С^ов- Ь ,оэ = 3-I-3/1,276 = 5,58 нГн; г.хОЭ = (1/1,27б)[1 -Ь 0,5 - 2 - 3,14 200 - 10 . 34 10-2 . з,б6) - 0,5-f--1-0,5 - 2 - 3,14 - 200 -10 - 3 -10 *] = 1,44 Ом; йвхоэ = (0,5/1,276) - 1,44 -I- 8,4(1 - 0,5) = 1,4 Ом; С.хОЭ = 30/2 - 3,14 - 200 10 - 1,4 = 0,02 мкФ. 8. Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления гъх = 1,44 -I- 1,4/[1 -I- (30 30/200)2] = 1,51 Ом; ж.х = 2 3,14 - 30-10® . 5,58 10 - 1,4 (30- 30/200)/[1 -- (30 - 30/200)2] j 9. Входная мощность Р^х = 0,5(2,48)2 . 1,51 = 4,6 Вт. 10. Коэффициент усиления по мощности Кр = 80/4,6= 17,34. 11. Максимальная мощность, рассеиваемая в транзисторе, Ррас = 68,2 + 4,6 = = 72,8 Вт 2.4. Расчет ГВВ на МДП-транзисторах Современные мощные полевые МДП-транэисторы по частотно-мощ-ностным показателям догнали биполярные. Благодаря ряду преимуществ перед биполярными (см. § 1.3) их все шире используют в мощных каскадах передатчиков. Расчет стоковой цепи МДП-транзисторов ГВВ можно выполнять по той же методике, что и для биполярных, изложенной в § 2.3. Методика расчета входной цепи ГВВ на МДП-транзисторах, включенного по схеме с ОИ, составлена на основе [2.7]. При известных из расчета стоковой цепи первой гармоники тока стока 7с1 и нагрузочном сопротивлении йэк параметры входной цепи рассчитывают в такой последовательности. 1 Амплитуда переменного напряжения на канале Ukos = /ci(l + +R.k/Ri)/S7i{e). 2. Напряжение смещения на затворе Ези = отс - Г/каяСов^. 3. Максимальное напряжение на затворе АЕзитах = Ез ± {/кан < < Ези. ДСП- 4. Амплитуда тока затвора /з = Х27г/Скан(1 + Кэк/Ег)1с1/Зъ{в), (2.25) где X = 1 + [ъ{0)ЗЕэкЯ(/{Еэк + Ri) + 1]Сзс/Скан. 5. Значения вхои. вхОИ. Свхои в эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора на рис. 2.9,в: вхОИ - L3 + Z-h/x; ГвхОИ = Гз -Ь [гкан + Ги -Ь (и/Скан)571 ()]/х; СвхОИ = хСкан/[1 + rSji{e)]. (2.26) 6. Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления Гвх = ГвхОИ; Жвх = 27г /вхОИ 1/(27г/СвхОи)- (2-27) 7. Входная мощность Рвх = 0,57зГвх- 8. Мощность, рассеиваемая в транзисторе, Ррас = Ро - Рн + Рвх- 9. Коэффициент усиления по мощности рассчитывают по (2.20). Из (2.25) видно, что для получения постоянной мощности Pi = = const при Рэк = const в диапазоне частот /н-./в амплитуда тока затвора /3 должна линейно нарастать с частотой, входная мощность - по квадратичному закону, а коэффициент усиления по мощности будет снижаться с ростом частоты на 6 дБ на октаву. Отметим, что на относительно низких частотах /<r = ..°;-:-f /<г' = .У::: (2.28) 27Гл/1 вхОиС'вхОИ 27ГГвхОиС'вхОИ входное сопротивление МДП-транзистора можно считать емкостным 1/27г/СвхОИ и транзистор подобно электронной лампе в схеме с ОК при работе без тока первой сетки управляется Гармоническим напряжением на затворе, амплитуда которого и, = h/Zsx = (1 + Rэк/Ri){l + 7iie)Sr)Ici/Sji{e) (2.29) не зависит от частоты. При таком допущении Рвх -* О, Кр со. 2.5. Расчет ГВВ на транзисторах с барьером LQottkh Для электрического расчета генератора на полевых транзисторах с барьером Шоттки (ПТШ) используют параметры транзисторов, приведенные в табл. 1.3. Приводимая ниже методика расчета составлена на основе [2.8]. 1. Если есть ограничение на максимальный ток стока, оценивают максимально возможную мощность, которую может обеспечивать цепь стока транзистора в граничном режиме: Pel max = 0,5ai()/c.Hac[ic - Е^о - ао()/с.нас(Гс + Г„)], (2.30) где /с.нас - ток насыщения или максимально допустимый ток стока; ЕсО - пороговое напряжение стока; Гс и Ги - сопротивление материала стока и истока транзистора; Е^ - напряжение питания стока, которое обычно выбирают равным паспортному значению на данный транзистор. Если оговаривается максимально допустимое значение напряжения на стоке /?си.доп, то должно обеспечиваться Ее < 0,5(£си.доп + Е^о)-Для достижения наибольшего Кр угол отсечки тока стока в выбирают равным 180° (режим А) или 120° (режим АВ). Часто расчеты проводят для двух режимов, которые сравнивают по КПД и Кр, и выбирают наилучший. На пониженных частотах, когда имеется достаточный запас в Кр, берут в = 90° (режим В). 2. Определяют амплитуду первой гармоники тока стока из (2.30) при замене /с.нас = lci/oii{0) аг{в)Ее-Есо I (. аг{в) Е. - Е^рУ а,{в) r + r { ао{в) r + r J ао{в) г. (2.31) где мощность Pel задают в 1,1... 1,2 раза больше мощности, требуемой в нагрузке Рд. Одновременно Pd не должна превышать Pcimax- При выборе Рн используют экспериментальные данные табл. 1.3 и [1.2-1.4]. 3. Рассчитывают амплитуду напряжения первой гармоники на стоке в граничном режиме f/cirp = Е,- Е,о - [ao()/ai()]/ci(rc + г ). (2.32) 4. Находят эквивалентное сопротивление нагрузки Дэк = f/cirp/ci. приводимое к генератору тока стока i* на рис. 1.5,6. 5. Определяют постоянную составляющую тока стока Io = = [ao{0)/ai{e)]lci и мощность, потребляемую от источника питания, Ро = EJ,o- 6. Вычисляют усредненные по первой гармонике емкости Сж и Ссз'. С'зк! = Сзк/(1 - <Эзо); С'сз! = Ссз(1 - <Эзо), где Озо = -[/сОсо5/2л-Л7о()+Сск£с1/2Сзк£о; Е* = Ес-1со{гс + г^); Ео = Еф + \Еотс\: Еф = 0,8 В - контактная разность потенциалов барьера Шоттки. 7. Рассчитывают усредненное значение сопротивления канала по первой гармонике: /п п 2xrnяO 2 3Jci[To(-g)-0,5T2(:r-rg)]] Гкан! = Гкан \ (1 <Эзо) + (0,531)--оТТ^ТШ / где q31 = 2СзкЕо + СскСс! 27г/.71() ; 72(т -в)= sin(;r - в). ... . [27rfr7i{e) 8. Для расчета сопротивления Гос, характеризующего влияние обратной связи в ПТШ, сначала определяют несколько вспомогательных коэффициентов: а = 1 + 27г/т71()Сскйэк; 6 = 27г/т71()Ссз1?-кан1а; X = 1 + Cc3l/CcKl + 2л-Л71()Со Дэк, где Со = Ссз1 + Сск(1 + Ссзх/СзкО. и затем Гос = 2л-Л71()Ь„х + (йэк - Ги - 2гс) + г„(х - 1) - Гс(х - 1) 9. Рассчитывают выходную мощность: Рн = 0,5/;! {Дэк - Гс - Ги + [ /г71 ()]гос}. Если Рн более чем на 20...30 % отличается от требуемой, необходимо в (2.31) задать скорректированное значение Pd. 10. Определяют резистивную и реактивную составляющие сопротивления нагрузки = Pj;+jX*, которая должна приводиться к выходу кристалла транзистора (к точкам 2-2 на рис. 1.5,6), для того чтобы обеспечивалось резистивное эквивалентное сопротивление нагрузки Дэк для генератора тока стока г*: Дэк - Гс - Ги + [ /т71()]гос 1+ [ /.7iOT[(x-1) + 2.5] {(Дэк-Г„)х- Дэк- i + [f/frii{e)]4ix-iy + 26] -2ж/тъ{в)Ь^ + [ /т71()][27гЛ71()и(х -S-1)- rS). 11. Рассчитывают значения элементов входного сопротивления кристалла транзистора Lbx. С^к и Гвх (в точках 1-1 на рис. 1.5,6): Ьвх = и/х; Свх = ХСэк1/[а + 27гЛ71()Сэк1Ги]; Гвх = Гэ -Ь [2л-/т71(61)1,и + Ги + аГкан1]/Х-  Рис. 2.10 12. Определяют резистивную и реактивную составляющие входного сопротивления Z*: д:х=г х: = 2x/i,x - 1/[2х/с„]. 13. Находят амплитуду тока на входе кристалла транзистора (в точках 1-1 на рис. 1.5,6): /вх = Х .fTTl() (2.33) 14. Рассчитывают входную мощность и коэффициент усиления по мощности: Рвх = 0,57хГвх; Кр = Рн/Рвх- 15. Определяют коэффициент полезного действия: Т) = (Рд - -Рвх)/Ро. 16. Вычисляют мощность, рассеиваемую в транзисторе, которая не должна превышать предельно допустимую: Ррас = Ро - Рн + Рвх Рк.доп- 17. Определяют напряжение смещения на затворе: Езц JEqtc - -7с1 С05/[27гЛ71()Сзк]. Практически цепь смещения затвора ПТШ строится так, чтобы обеспечивать стабилизацию постоянной составляющей тока стока 7со. 18. Рассчитывают максимальное напряжение на затворе, которое не должно превышать допустимое: 27Г/тТ1(с')Сзк 19. Для расчета входного Zx и нагрузочного Z сопротивлений транзистора с учетом LC-элементов, расположенных внутри корпуса (рис. 1.5,6), обратимся к эквивалентной схеме на рис. 2.10,а. Элементы i;c;i;C трансформируют Z* в Zbx. а элементы LCLCJ - соответственно Zg в Z*. Для расчета вх и используют эквивалентные преобразования на рис. 2.10,6 последовательной РпосХ^пос и параллельной Дпар-пар цепочек:  -пар - -п пос - 1 -f где X - 27r/L или l/lirfC. Пример. рассчитать генератор на транзисторе зп602а-2 на частоте 4,5 ггц, номинальный режим - граничный. по табл. 1.3 определяем параметры транзистора зп602а-2: крутизна тока стока 5 = 60... 100 ма/в; напряжения отсечки jEoic = -5 ... - 5,2 в и jEoic.s = 0,5 в; пороговое напряжение на стоке jBcO = 0,5 .. .0,8 в; граничная частота /i = 11.. .13 ггц; сопротивления Гкан = 10 ом, гз = 2 ом, ги = 2,5 ом, Гс = 3,0 ом; емкости Сзк = 0,65 пф, Ссз - 0,2 пф, Сек = 0,04 пф; индуктивность = 0,15 нгн; допустимые напряжения: на стоке Яс.доп = 7 в, на затворе Язи.доп = 3,5 в; ток /с.нас = 200 ма; тепловые параметры < .доп = 130 с, Ррас.доп - 0,45...0,9 вт. реактивные элементы внутри корпуса транзистора: L, = 0,6 нгн, С, = 0,5 пф, L; = 0,2 нгн, С' = 0,7 пф, = 0,6 нгн, С[ = 0,5 пф. L = 0,25 нгн, CJ = 0,2 пф. выбираем jEc = 7 в. задаемся в = 120°, при котором cos(120) = -0,5, ао(120) = 0,405, ai(120) = 0,53, yo(120) = 0,63, 71 (120) = 0,804, тг - 120 = 60°, cos(60) = 0,5 , 70(60) = 0,109, sin(60) = 0,866, 72(60) = (2/3 3,14) (0,866) = 0,138. 1. оцениваем максимально возможную мощность Pel max = 0,5 0,53 200 10-3[7 - 0,6 - 0,405 200 10-(3 + 2,5)] = 0,315 вт. . 2. задаемся Pel = 0,3 вт. 3. определяем амплитуду первой гармоники тока стока: 0,53 7-0,6 0,53 7-0,б\2 0,53 0,3 4. рассчитываем амплитуду первой гармоники напряжения на стоке: 0,405 1л, = 7 - 0,6 - 0,53 0,1(2,5 + 3) = 5,98 В. 5. находим эквивалентное сопротивление: дэк = 5,98/0,1 = 60 Ом. 6. Определяем постоянную составляющую тока: /=0 = -0,1 = 0,076 а. 7. рассчитываем потребляемую мощность: ро = 7 0,076 = 0,532 вт. S. определяем значения усредненных по первой гармонике емкости csi и ccsi. Для этого находим Ео = 0,8-)- 5,2 = 6 в; Е*=7- 0,076(3 + 2,5) = 6,58 в. <ЭзО = - 0,076 (-0,5) 2 3,14 12 -109 . 0,63 0,6.10-2 + 0,04 10- . б 58 2-0,6 10-12 .6 = 0,08; Г 1 - 0,08 = - 0.08) = 0,18 пФ. 9. Определяем = - (2.3,14.12 .\о9..0,804 + ) 2 . о,6 lU . 6 = 10. Вычисляем усредненное сопротивление канала по первой гармонике: Гкаж! = 10 (1 - 0,08)2 + (0,5 . 0,255)2 - 3 0.1(0,109 - 0,5 0,138) 2 3,14 12 109 . 0,804 J = 8,626 Ом. 11. Рассчитываем сопротивление Гос- Для этого находим вспомогательные коэффициенты а, S, емкость Со и х'. а = 1 + 2 3,14 12 10 0,804 0,04 10 60 = 1,145; = 2 3,14 12 10 0,804 0,18 10-2 . g gje -1,145 = 0,1078; Со = 0,18 10- + 0,04 10-11 + (0,18/0,65)] = 0,23 пФ; X = 1 + (0,18/0,65) + 2 3,14 12 10 0,804 0,23 Ю 60 = 2,05; Гос = 2 3,14.12-10 0,804 0,15 10-9 .2,05 + 0,1078(60 - 2,5 -2 3) + 2,5(2,05 -1)- -3(2,05-1)2 = 21,44. 12. Рассчитываем выходную мощность: / 4,5 109 > Рн = 0,5 0,1= 60 - 3 - 2,5 + 21,44 \ 12-109 . 0,804) 13. Рассчитываем составляющие сопротивления нагрузки Z*: 4,5-109 у 12 109 . 0,804) = 0,296 Вт. 60 - 3 - 2,5 + ( 4,5.109 V12 .109 .0,804; 1(2.05-1)2 + 2.0,1078] 4,5 109 \ 12 109 . 0,804) = 46 Ом; l+f-ilid \12.109 .0,! -2. 3,14 12.10 . 0,15 10-9 , ( 4,5 Ips \ 12.109.0, ,804; 1(2,05 - 1)2 + 2.0,1078] 109 \2 (б0 - 2,5) 2,05 - 60- ,804 [2-3,14.12.109.0,804х Х0,15 10-*(2,05 - 0,1078 - 1) - 2,5 0,1078] = 17,5 Ом. 14. Определяем значения элементов Ь,х. С,х и г эквивалентной схеме входной цепи: L,x = 0Д5 .10-V2,05 = 0,073 нГн: С„ = 2,05 0,6 5 10- /[1,145 + 2.3,14.12.10 .0,804 0,65 10-*2 .2,5] = 1,09 пФ; г„ = 2 + [2 . 3,14 12 .10 0,804 . 0,15 10 + 2,5 + 1,145 . 8,6261/2,05 = 11,58 Ом. 15. Рассчитываем составляющие входного сопротивления .Z: Л^х = 11,58 Ом; = 2 3,14 .4,5 10 0,073 10- - 1/2 3,14 4,5 10 1,09 10- = -30,4 Ом. 16. Рассчитываем амплитуду входного тока: /,х = 2,05[4,5 10 /12 10 0,804] -0,1 = 0,095 А. 17. Находим входную мощность и коэффициент усиления по мощности: Р,х = 0,5 . 0,0952 . jj 58 0052 Вт; Кр = 0,296/0,052 = 5,7. 18. Определяем КПД: rt = (0,296 - U,U52)/032 = 0,46. 19. Вычисляем рассеиваемую в транзисторе мощность: Ррас = 0,532 - 0,296 + 0,052 = 0,288 Вт. 20. Определяем напряжение на затворе: 0,1. (-0,5) зж = -5,2 - 0,804 . 2 3,14 .12 109 . о,6 10- 21. Рассчитываем максимальное напряжение на затворе: 31Г= -3,86 В. Еъштах - -3,86 + 0,804 . 2 - 3,14 .12 .109 . о,б . 10- = -1,11 В. 22. Расчет входного сопротивления транзистора с учетом ij, с3, L , С, - элементов проводят в следующей последовательности. Пересчитывают последовательное соединение iijx .вх * эквивалентное параллельное: у(1) - у I 1 , х Лпар - Л^х I i -t- --J = -30,4 1 + 11,582 30,42 = -34,8 Ом. Результирующее Xj, с учетом сопротивления емкости С^, равного Jf; = -1/(27г/С^) = -1/(2 .3,14 . 4, 5 10 . О, 7 IQ- ) = -50,55 Ом; WD 4iU 3 (-34,8) (-50,55) Xiii + Xr -34,8-50,55 льное = 87 Ом; = . . = -19,6 Ом. Пересчитывают параллельное соединение iap и x4ip в эквивалентное последовательное: 91,4 1 + 20,62/91,42 1 + 20,62/91,42 К .Упос добавляем сопротивление индуктивности L : .iipj) - -1 .б + 2 3,14. 4,5 10 . 0,2 10- = -13,95 Ом. 1 ... 3 4 5 6 7 8 9 ... 33 |