|
| |
  |
Теория строительства Книги и журналы   -П -2D полосной, если требуемая скорость переключения частоты не является ограничивающим фактором. В случае необходимости получения низкого уровня шумов на частотах, далеко отстоящих от несущей, можно применить относительно недорогой источник опорной частоты, обладающий не очень хорошими шумовыми характеристиками; ПГ в этом случае необходим малошумящим, а полоса пропускания системы ФАПЧ должна быть достаточно широкой, чтобы подавить шумы ПГ в оговоренной полосе частот. Если же требованиями по фазовым шумам оговаривается широкий диапазон частот /„, то приходится выбирать наиболее высококачественный источник опорной частоты, разрабатывать как можно менее шумящий ПГ, а систему ФАПЧ проектировать с такими АЧХ (рис. 4.14), которые бы позволили минимизировать результирующие шумы на выходе системы [4.3, с. 212]. Приведем пример [4.3], иллюстрирующий методику оценки фазовых шумов СЧ. Пусть требуемое отношение мощности одной боковой полосы фазовых шумов к мощности колебаний несущей частоты задано равным -80 дБ в полосе частот шириной 200 Гц при расстройке 500 Гц от несущей частоты. Предполагается, что все остальные требования, предъявляемые к СЧ, удовлетворяются в схеме, представленной на рис. 4.8,а. Здесь БУ - буферный усилитель; остальные функциональные элементы имеют обозначения, используемые ранее. Так как в непосредственной близости от несущей частоты фазовые шумы генератора распределяются по закону и (см. рис. 4.11), то, аппроксимируя огибающую спектра шумов ломаной линией (как это сделано на рис. 4.11), можно отношение полной мощности одной боковой полосы фазовых шумов к мощности колебаний несущей найти как интеграл P{fm)dfm, где P{fm) - функция, описывающая огибающую распределения шумов, отнесенных к полосе частот шириной 1 Гц; и /в - нижняя и верхняя границы заданной полосы частот. В случае нахождения /н и /в на различных участках огибающей спектра, например на участках с крутизнами /„ и /-, каждый участок ломаной линии интегрируется отдельно, а суммарная мощность шумов вычисляется в соответствии с рис. 4.15, где Р+ - сумма двух мощностей в децибелах относительно наибольшей, а Р - разность двух мощностей в децибелах. Кривая 1 на рис. 4.16 иллюстрирует распределение мощности шумов, типичное для источника колебаний опорной частоты 1 МГц с квар- (г(ГЛдБ/Гц -W -  -ЮО -120 -160 Рис. 4.16 \Аб1Гц  10 10 ю" я>%д Рис. 4.17 цевым фильтром на выходе (КГ на рис. 4.8,а). В интересующей нас полосе наклон кривой и, таким образом, шумы синтезатора могут быть оценены исходя из уравнения [4.3, с. 117] P{fm) - К/f, где К - наклон интегрируемого отрезка ломаной линии. При п ф -1 л/а / /п+1 ,п+1 \ Отсюда dfm = K Аналогично для участка с наклоном кривой /" можно получить * к { 1 /к 2 Так как заданное отнощение полной мощности одной боковой полосы фазовых шумов к мощности несущей равно -80 дБ, то Ig / Р(/т)/т = -80дБ или / Р(/„) d/„. = -Ю"». При /н = 400 Гц и /в = 600 Гц ТС = 10-8/(1/600 - 1/400), или К = = 1,2 • 10 . Таким образом, при отстройке от несущей на = = = 400 Гц а(/н) = lgl,2 • 10-5/1.6 • 10" « 101 дБ, а при отстройке от несущей на = /в = 600 Гц «(/„) = -105 дБ. Прямая 2, проведенная через эти две точки на рис. 4.16, показывает требование подавления фазовых шумов на -80 дБ, пересчитанное в а(/„). Кривая 3 (рис. 4.16) иллюстрирует шумы источника опорной частоты 1 МГц с учетом умножения частоты до 300 МГц. Кривая 5 (наклонная часть) показывает шумы колебания частоты 1 кГц с учетом шумов типа БУ; горизонтальная часть кривой 5 показывает влияние тепловых шумов БУ. Фазовые шумы нарастают или убывают пропорционально коэффициентам умножения или деления частоты соответственно. Из рис. 4.16 следует, что если выбрать СЧ на основе одной петли ФАПЧ (рис. 4.8,а), то после умножения опорной частоты до значения выходной частоты шумы (кривая 3) превзойдут заданный уровень -80 дБ более чем на 50 дБ. Отметим, что кривая 5 не опускается на 60 дБ после делителя частоты на 1000, так как шумы БУ, включенного на входе этого делителя, являются в данном случае определяющим фактором [4.4, с. 92, 93]. Возрастание шумов на 109 дБ при переходе от кривой 5 к кривой 3 объясняется умножением частоты в 299999 раз в петле ФАПЧ. На рис. 4.17 кривая 7 показывает требуемое отношение -80 дБ, кривая i-шумы ПГ, подавленные петлей ФАПЧ с полосой пропускания 5 кГц; кривая 3- шумы ПГ, не охваченного петлей ФАПЧ. Результаты анализа рис. 4.17 свидетельствуют, что фазовые шумы ПГ могут быть подавлены до необходимых значений (до -80 дБ) только в том случае, если полоса пропускания петли ФАПЧ будет не менее 5 кГц. Но ширина полосы пропускания петли ФАПЧ не может превышать [4.3, гл. 5] частоту /фд, которая в рассматриваемом случае (см. рис. 4.8,а) составляет 1 кГц. Даже если можно было бы подавить шумы ПГ, приближая ширину полосы пропускания петли ФАПЧ к /фд, это не привело бы к снижению фазовых шумов синтезатора до заданного уровня. Требуемый уровень оказался бы недостижимым из-за шумов колебания опорной частоты 1 кГц (кривая 3 на рис. 4.16). Кривая 4 нарис. 4.16 показывает, что фазовые шумы колебания опорной частоты 1 кГц (см. рис. 4.8, а) могут быть подавлены до требуемого уровня петлей I ФАП-Ч с полосой пропускания 20 Гц. Таким образом, в однопетлевом синтезаторе (см. рис. 4.8,а) шумы колебаний с частотой 1 кГц и шумы ПГ могут быть снижены до требуемого уровня только при условии, что-полоса пропускания петли будет иметь ширину 20 Гц и 5 кГц соответственно, что невозможно выполнить одновременно. Значит, выбор однопетлевого СЧ не может решить поставленную задачу. Значительное улучшение подавления фазовых шумов можно получить введением в СЧ второй вспомогательной петли (см. рис. 4.8,6). Это позволяет в основной петле (с /ф.д = 1 МГц) выбрать полосу пропускания 5. кГц и тем самым снизить шумы ПГ до пренебрежимо малого уровня, на заданных частотах анализа. Однако и в двухпетлевом СЧ коэффициент умножения-шумов опорной частоты 1 МГц весьма высок, Тйкчто именно шумы.умноженных колебаний превышают примерно на 9..лБ допустимый уровень -80 дБ [4.3, рис. 2.67 и 2.68]. Для решения поставленной задачи оказалось необходимым рассмотреть схему двухпетлевого СЧ с тем, чтобы заменить на более высокочастотный источник опорного колебания: в синтезаторе по схеме рис. 4.8,6 использован источник опорной частоты 5 МГц, что повлекло за собой уменьшение коэффициента умножения частоты в основном кольце ФАПЧ (/ф.д = 10 МГц), сделало возможным подавление фазовых шумов ОГ до -80 дБ, хотя при этом произошло увеличение более чем на 10 % размеров, потребляемой мощности, стоимости [4.3, с. 230]. Заметим, что приведенный пример вовсе не дискредитирует синтезатор частот на однокольцевой системе ФАПЧ - однокольцевые СЧ успешно используют в случаях не жестких требований к фазовым шумам при больших отстройках /т при возможности обеспечения требований по длительности переходных процессов и по малости шага сетки частот. Окончательно выбрав структуру СЧ, определив требуемые параметры системы ФАПЧ (полосу пропускания, т, Т, Пу), необходимо проверить требования по времени переключения частоты и по необходимой полосе захвата. Возникающие при этом проблемы разрешают применением устройств поиска по частоте [4.3, § 6.9; 4.9, гл. 8]. 4.8. Расчет транзисторного автогенератора Автогенератор - один из важнейших функциональных элементов синтезатора частот. Мало того, в синтезаторе частот может использоваться одновременно несколько типов автогенераторов (АГ) -опорный, перестраиваемый по частоте, модулируемый. В данном параграфе подробно рассматривается проектирование LC-автогенератора. Для расчетов АГ с перестройкой частоты (с цепями грубой и точной перестройки), с модуляцией частоты рекомендуются источники [4.3, 4.7, 4.10], для расчетов кварцевых автогенераторов - [4.10, 4.12], с частотной модуляцией - [4.11, 4.10]. На сравнительно невысоких частотах (до десятков мегагерц) наиболее часто применяют схемы одноконтурных АГ на биполярных и полевых транзисторах в виде емкостных трехточек. В модифицированной схеме емкостной трехтонки (рис. 4.18,а), известной как схема Клаппа, введение конденсатора Сз позволяет применить катушку индуктивности с такой конструкцией и индуктивностью, при которой ее добротность на рабочей частоте будет максимальной. Введение конденсатора Сз, кроме того, уменьшает коэффициент подключения транзистора к контуру снижая тем самым дестабилизирующее влияние меняющихся параметров транзистора на частоту автогенератора. Следует, однако, заметить, что уменьшение связи может затруднить реализацию условий самовозбуждения АГ.  >5 Ряс. 4.18 При выборе типа транзистора АГ (биполярный или полевой) на полевых транзисторах (ПТ) с р-п-переходом обладают более высокой кратковременной стабильностью частоты, так как при больших расстройках (несколько десятков килогерц) величина спектральной плотности флуктуации частоты у них примерно на два порядка меньше, чем у АГ на биполярных транзисторах (БТ). Из трех составляющих шума: тепловой, дробовой и полупроводниковой (избыточной) - в диапазоне до 100 МГц в БТ преобладает дробовая, мощность которой пропорциональна току, а в ПТ - тепловая, определяемая внутренним сопротивлением прибора и слабозависящая от тока транзистора. Поэтому АГ на БТ при больших токах по уровню шума существенно уступают аналогичным устройствам на ПТ 20...30 дБ при больших отстройках от несущей (более 60.. .80 кГц). Однако не все ПТ обладают указанным преимуществом, а только их часть - приборы с горизонтальным каналом (с управляющим р-п-переходом). Но при малых расстройках преимущество по малости спектральной плотности флуктуации частоты сохраняются за АГ на БТ. Отмеченную специфику АГ на биполярных и полевых транзисторах можно выгодно использовать, например, при выборе типов транзисторов для опорного и управляемого АГ синтезатора частот, базирующегося на основе кольца фазовой АПЧ, так как система ФАПЧ является фильтром нижних частот для флуктуации частоты (фазы) опорного генератора и, наоборот, фильтром верхних частот для флуктуации частоты (фазы) управляемого генератора [4.3]. Для опорного генератора выгоднее использовать БТ, в то время как для управляемого - ПТ. Другая особенность автогенератора на ПТ заключается в более высокой температурной стабильности [4.3]. При выборе типа проводимости транзистора (р-п-р или п-р-п) необходимо учитывать лучшую температурную стабильность параметров п-р-п-транзистора в области положительных температур; р-п-п-транзистор более стабилен при отрицательных температурах. Однако очень часто АГ целиком или частями размещается в термостате, где изменения температуры незначительны, и тип проводимости транзистора в таких случаях не имеет значения. С повышением рабочей частоты АГ начинает заметно сказываться инерционность транзистора - его крутизна становится комплексной. Если не принять специальных мер, то из-за сдвига фаз между током (первой гармоникой) выходного электрода транзистора и напряжением на его входных электродах транзистор будет работать на комплексную нагрузку. Это снижает полезную мощность и ухудшает стабильность частоты. Если - (20...30)°, свойства АГ практически мало меняются по сравнению со случаем безынерционного транзистора. При <f>s = (40...60)° полезная мощность и стабильность частоты заметно уменьшаются. На еще больших частотах необходимо принимать специальные меры для сохранения работоспособности АГ. В зависимости от соотношения между частотой колебаний /о и частотами транзистора /, и /г транзистор считают безынерционным при /о < 0,5/,. инерционным при 0,5/, < /о /т и сильно инерционным при близости /о к /г. На высоких частотах применяют схемы АГ с полным фазированием, у которых коэффициент обратной связи комплексный, и его фаза <{>ос выбирается равной по значению и противоположной по знаку у?,. В таких АГ, как и в АГ на низких частотах, транзистор работает на настроенную нагрузку (т.е. частота АГ равна резонансной частоте колебательного контура). Эквивалентная по высокой частоте схема АГ с фазированием показана на рис. 4.18,5. Для создания необходимого сдвига фаз служит цепь обратной связи, состоящая из реактивного сопротивления и сопротивления Х (вместо Х используется, как правило, входное сопротивление транзистора). Принципы использования блокировочных элементов в АГ и их расчет такие же, как и в усилителях мощности (в генераторах с внешним возбуждением), за исключением особенностей выбора емкостей цепи автосмещения (для избежания прерывистой генерации). Для уменьшения дестабилизирующего влияния непостоянства нагрузки АГ выгодно связывать с последующим каскадом возбудителя или усилителя мощности через буферный каскад: в ламповых схемах режим работы буферного каскада выбирают без тока сетки; в транзисторных схемах буферный режим принципиально невозможен и функции буферного каскада выполняют усилители с высоким входным сопротивлением - составные эмиттерные повторители или каскады на ПТ. Для получения высокой стабильности генерируемой частоты угол отсечки в транзисторного АГ желательно выбирать так, чтобы токи и напряжения на переходах транзистора были по форме близки к синусоиде. Чем больше в, тем лучше форма тока. Однако с приближением в к 180° (мягкий колебательный режим) снижается стабильность амплитуды колебаний вследствие того, что колебательная характеристика и прямая обратной связи пересекаются под очень острым углом. При уменьшении q ток обогащается гармониками, что вызывает понижение стабильности генерируемой частоты. Однако работа с < 90° (жесткий колебательный режим) позволяет обеспечить меньшее тепловое рассеяние на выходном электроде транзистора (более высокий КПД) и более высокое значение входного сопротивления транзистора, что способствует повышению стабильности частоты АГ. Но мягкое самовозбуждение удобнее в эксплуатации, поскольку автоколебания возникают и самостоятельно устанавливаются при произвольных условиях в момент включения АГ. Компромиссное решение, при котором в момент включения АГ начинает работать без отсечки (в режиме мягкого самовозбуждения) с последующим автоматическим переходом его в жесткий режим, предусматривает автоматическое изменение напряжения смещения по мере нарастания амплитуды колебаний АГ. При этом угол отсечки в установившемся режиме автоколебаний транзисторного АГ обычно выбирают равным (60. ..75)°. Целью автоматического смещения в схеме АГ служит RC-цепочка, запирающее напряжение на которой создается 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 [ 59 ] 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 |