|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 12 13 14 15 16 17 18 ... 33 
Рис. 3.49 ВФС одновременно трансформирует резистивную составляющую сопротивления нагрузки антенны в R и компенсирует ее реактивную составляющую Х\. В качестве примеров на рис. 3.49,а,б'показаны схемы ВФС из последовательно соединенных двух П- или Т-цепочек, начинающихся с параллельного конденсатора Cl или с последовательной индуктивности L1. В общем случае может включаться специальный реактивный элемент (Ley или Ссу) для компенсации реактивной составляющей сопротивления антенны {Х^у = -А'а)- Исключая те или иные элементы, можно переходить к более простым схемам. Например, если в схеме рис. 3.49,а изъять С5, то вторая П-цепочка преобразуется в Г-цепочку. Если i?3k и R\ сильно различаются (в ламповых ГВВ может быть i?3k Ра и, наоборот, в транзисторных Рэк < Рд), то в ВФС осуще-ствляют постепенную трансформацию, выбирая Р* в схемах на рис. 3.49 как \/РэкРа- Если Рэк Рд, то промежуточная трансформация может быть близка к 1, а величины Poi и Ро2 в П- и Т-цепочках выбирают из требований на фильтрацию высших гармоник. Остановимся на выборе числа L- и С-элементов ВФС. При выполнении ВФС в виде полосового фильтра, состоящего из последовательных и параллельных LC-контуров, настроенных на основную гармонику, коэффициент фильтрации высших гармоник приблизительно пропорционален произведению добротности всех нагруженных контуров, а суммарные потери определяются суммой добротностей этих контуров. При этом для заданного уровня фильтрации существует оптимальное число контуров, при котором достигаются наименьшие потери в ПФ на частоте основной гармоники [3.12]. Это обстоятельство можно распространить и на ФНЧ, для которого оптимальное число гпстп I- и С-элементов в функции от затухания Оф в децибелах на частоте высшей гармони- ки определяется как rriout = (0,1.. .0,15)аф. (3.43) Ввиду того что минимум оказывается слабо выраженным и если нет дополнительных ограничений, например, на полосу пропускания ВФС, ценой незначительного увеличения потерь понижают т до (0,05... ...0,1)аф, что упрощает схему ВФС. При этом на каждый L- или С-элемент ФНЧ приходится ослабление второй гармоники на 10...20 дБ. Поэтому при современных требованиях на фильтрацию в 40...80 дБ ВФС достаточно выполнять из двух-трех последовательно включенных П- или Т-цепочек с результирующим числом LC-элементов га = 4.. .6. Выбор первого элемента - параллельного конденсатора Cl или последовательной индуктивности L1 определяется схемой генератора. Для ламповых и транзисторных генераторов с резонансной нагрузкой, а также двухтактных ключевых генераторов с параллельным контуром первым элементом ВФС должен быть конденсатор Cl; для двухтактных ключевых генераторов с последовательным контуром - индуктивность L1. В ключевых генераторах с формирующим контуром выбор первого элемента ВФС определяется схемой включения формирующего контура или линии Л/4 (см. рис. 2.15 и 2.16). Величины L- и С-злементов Г-, Т- и П-цепочек, входящих в ВФС, находят по формулам табл. 3.1 с учетом следующих особенностей. Во-первых, ограничения на величину первого элемента - конденсатора С1 или индуктивности L1 определяют по (2.1) либо (2.34)-(2.38). Аналогично из (2.1) можно определить ограничение на Cimin ВФС ламповых генераторов с резонансной нагрузкой. Отметим, что в ряде руководств по проектированию анодной цепи лампового ГВВ рекомендуется выбирать емкость контура согласно Ci (пФ) = (2...4)Л (м). Это соответствует волновому сопротивлению контура р = 531Л (м)/С (пФ) = = 531Л/(2.. .4)Л = 266... 133 Ом. При типовых нагрузочных сопротивлениях ламп Рэк = 0,5...2 кОм будет обеспечиваться добротность нагруженного контура Qb - Яж/р - 3...16, т.е. несколько выше, чем Qh = 2...4 при выборе величины Ci согласно (2.1). Во-вторых, реактивную составляющую входного сопротивления нагрузки (антенны) Ха целесообразно скомпенсировать специально включаемой последовательной индуктивностью Ley (или емкостью Ссу) так, чтобы Хеу = -а- В-третьих, если Рд и Рэк сильно различаются (более чем в 10 раз), то две цепочки должны последовательно трансформировать нагрузочное сопротивление. При этом промежуточное сопротивление Р* (рис. 3.49,а,б) выбирают равным приблизительно л/РэкРд- В-четвертых, при расчете LC-элементов каждую П- или Т-цепочку представляют последовательным соединением двух Г-цепочек, трансформирующих нагрузочное сопротивление последовательно Рн в Ро, а затем Ро в Рвх. При этом Ро выбирают в 3...5 раз меньше для П-цепочек (или больше для Т-цепочек) по сравнению с наименьшим (или наибольшим) из сопротивлений Дн и Двх- Это соответствует примерно ш = (0,05.. ,0,])аф, т.е. 1С-элементы П-, Т- и Г-цепочек, образующих-ВФС, будут обеспечивать заданную фильтрацию при потерях, близких к наименьшим, и достаточно широкой полосе пропускания. В схеме на рис. 3.49,а коэффициент фильтрации по току Ф? = /действ ХсгХсзХсь , хь4 \ XciXc5 ХаХсз ХсзХсь J 3 / Xi2 + Xl4 , Xi2 -п \ -----f - \Хс\ Хсз Xcs 3 I Xl2 + Xl4 5 Хь2Хь4ХапТ! 4 ХьХц ХсхХсзХсъ Xc\Xc3 Xc\Xc5 XciXc3 ХсзХсь XAnS + \Xc\ Xci Хсз) 1 1 1 > Xc\ Хсз Хсь) Xp,n-Z - 1 (3.44) в схеме на рис. 3.49,6 коэффициент фильтрации по напряжению С/действ - - J 5 Xl\Xl3 Хс2Хс4 Xl5{Xli + Хьз) п - п + n{XLl + Хьз + Xls) + Xa s \Хс2 Хс4 ) Xl\ + Xl3 Xl\{Xi3 -f Xi{) Xc2 XxnS + 4 XliXi3 Дап L -0204 + XC2 Xc4 J 1 - в этих формулах: Хц, Xi2,... v\ Xqi, Хс2,- -модули сопротивлений L- и С-элементов на частоте 1-й гармоники; ХапЕ = Хап+Хсуп - суммарное сопротивление реактивной составляющей сопротивления нагрузки (антенны) Л'а„ и согласующего элемента Хсуп на частоте N-v\ гармоники. Если ВФС содержит менее пяти элементов, то в схемах рис. 3.49,0,6 надо исключать последние элементы: Cs (или L), С4 (или L4) и тд., а в (3.44) и (3.45) принимать Xcs = 00 (или Xi = 0), Xl4 = О (или Хс4 = оо) и т.д. Для этого достаточно в (3.44) и (3.45) опускать слагаемые, в которые входят сопротивления этих элементов. Часто при построении ВФС непосредственно на выходе лампы (транзистора) устанавливают один LC-контур (рис. 3.49,в,г), который настраивают в резонанс на рабочую частоту В этом случае при расче-Ф/дейстБ в (3.44) вместо Xci = 1/{2жfCi) подставляют l/[27r/Ci --l/(n227r/Li)], а при расчете Ф^действ (3.45) вместо Хц = 27r/Li подставляют l/{27r/Z,i - l/{n27rfCi)].  Li+Z доп = = Ом Рис. 3.50 в передатчиках, работающих на фиксированной частоте / = const, эффективным способом фильтрации высших гармоник является включение дополнительных допСдоп-резонансных контуров, настроенных на ту или иную N-\o гармонику. Параллельный ЬдоцСдоп-контур включают последовательно и, наоборот, последовательный допСдод-контур - параллельно соответственно в одну из ветвей или точку ВФС, построенной на основе одной или нескольких Г-, Т- и П-цепочек, Практически можно параллельный контур включать вместо одной из последовательных индуктивностей I,-, а последовательный контур - вместо одной из емкостей Ci+i, как показано на рис. 3.50. Контур 1/допСдоп. настроенный на частоту N-v\ гармоники: (3.46) должен иметь сопротивление (или проводимость) на основной частоте такое, как у i,- (или Cj+i), вместо которых он включается, т.е. -=--= 27r/Lj - в схеме на рис. 3.50,6 ; (3.47а) 1/27Г\/£допСдоп - /> 27г/1 доп - 27г/Сдоп = 27г/С,+1 - D схеме на рис. 3.50,в;(3.47б) 2к/Ьдол и а 27г/Сдоп Из (3.47) с учетом (3.46) находим расчетные соотношения для Ьдоп п2(27г/)21доп = Ci Ьдоп - гг2(27г/)2Сдо„ - в схеме на рис. 3.50,6; (3.48а) - в схеме на рис. 3.50,е. (3.486) Сопротивление параллельного или последовательного допСдоп контура на резонансной частоте (частоте Л'-й гармоники) соответственно равно: 2пг.р = Дпар = п27г/1доп(5х.хп - В схеме на рис. 3.50, (3.49а) П.7Г/ОдопЦ!х.хп где Qx.xn - добротность ХдоцС'доп-контура на частоте п-й гармоники. Согласно (3.48) и (3.49) сопротивление параллельного Т-допСдоп-контура оказывается в (1 - l/n)Qx.m раз больше, чем сопротивление индуктивности Li, и аналогично сопротивление последовательного ЬдопСдоп-контура в (1 - l/n)(5x.xn раз меньше, чем сопротивление емкости С,+1 на частоте nf. Это определяет выигрыш в фильтрации на частоте п-й гармоники, для приближенной оценки которого после расчетов по (3.44) или (3.45) в отсутствие допСдоц-контуров Фдейств увели- чивают в П Qx.x раз, где к - число допСдоп~КОНТуроВ, настроенных на данную п-ю гармонику. Последовательность расчета ВФС по схемам рис. 3.49. 1. Допустимый ток или напряжения п-й гармоники (обычно второй и третьей, ближе всего расположенных к основной и наиболее интенсивных) в нагрузке (в антенне), т.е. на выходе ВФС: j нп доп = л/ЗРнпдоп/Rau или Унпдоп - х/ЗРнпдопР. (3.50) где Рнпдоп - допустимая мощность п-й гармоники в нагрузке; Рд - резистивная составляющая нагрузки (антенны) на частоте п-й гармоники (при ориентировочных расчетах можно принимать Ра и Рд). 2. Амплитуда п-й гармоники тока 1вхп или напряжения (7вхп на входе ВФС определяется соответственно амплитудой тока 7г„ или напряжения Urn п-\л гармоники на выходе ГВВ. Во многих случаях амплитуду п-й гармоники тока или напряжения на выходе ГВВ можно определить, зная относительный их уровень Im/hi или Um/Uri при косинусоидальных, прямоугольных или других формах импульсов выходного тока и напряжения. Однако часто расчетным путем либо опираясь на экспериментальные измерения определяют относительный уровень высших гармоник на выходе генератора в децибелах: = 20lg(7r ri) или = 20\g{Urn/Uri). (3.51) В однотактных генераторах при работе транзистора (лампы) в недонапряженном, граничном или слегка перенапряженном режиме, в предпосылке, что импульс коллекторного, стокового или анодного тока близок к отрезку косинусоиды, относительный уровень высших гармоник тока составляет аг = 20lg(7r /7ri) = 20lgK(6 )/ai()]. (3.52а) В широкодиапазонных двухтактных генераторах на биполярных транзисторах с ОЭ и МДП-транзисторах с ОИ при индивидуальном подборе пары транзисторов аг2 -(26 ... 30) дБ; а^з т -(15.. .20) дБ. (3.526) В двухтактных ключевых генераторах с резистивной нагрузкой в режиме с Гдас, близким к тг, наибольшей является третья гармоника напряжения (тока) амплитудой и^з Uri/3. Однако из-за некоторой несимметричности работы транзисторов и схемы присутствуют четные гармоники. Поэтому приближенно можно принять и -(20 .. .40) дБ; а^з -(12... 14) дБ. (3.52в) В двухтактных ключевых генераторах с фильтровой нагрузкой наибольшей является также 3-я гармоника, однако из-за некоторой несимметрии работы транзисторов и схемы присутствует и 2-я гармоника. Относительный уровень 2- и 3-й гармоник напряжения в генераторе с последовательным контуром и тока в генераторе с параллельным контуром можно оценивать по (3.52в). В однотактных ключевых генераторах с формирующим контуром наибольшей является 2-я гармоника. В генераторах с параллельным формирующим контуром (рис. 2.19,а) относительный уровень 2-й гармоники напряжения приближенно можно рассчитать как для косинусоидального импульса с углом отсечки в: аг2 = 20lg(t/r2/f/ri) 20lg[a2(3k)/ai(3k)]. (3.52г) где взк = (27Г - Гнас)/2. в генераторах с Г-образным формирующим контуром обеспечивается дополнительное ослабление высших гармоник. Относительный уровень 2-й гармоники тока на его выходе аг2 = 20 Ig 2(w/2) i(w/2) + 10 Ig {16[г(г ас)с(Гнас) - 1/4] -f 4с2(гнас)} - 6, (3.52д) где первое слагаемое учитывает относительный уровень 2-й гармоники тока гк(), близкого к косинусоидальному импульсу с углом отсечки эк = Тнас/2, второе слагаемое - дополнительное ослабление, обеспечиваемое Г-образным контуром при нагрузке на сопротивление Рд, а третье слагаемое (-6 дБ) - дополнительное ослабление при включении дополнительной фильтрующей цепи, начинающейся с параллельной емкости (рис. 2.19,6). Если фильтрующая цепь начинается с последовательной индуктивности (рис. 2.19,е), то -6 дБ опускают. Значения (т-нас) И с(гнас) берут ИЗ табл. 2.2. Зная и используя (3.51), определяют амплитуду п-й гармоники тока или напряжения: 7г„ = 10 -/27г1 или Urn = lO-Zoy где 7г1 или Uri - амплитуда первой гармоники тока или напряжения на выходе ГВВ, которая должна быть известна из электрического расчета выходной цепи данного класса ГВВ. 3. Коэффициент фильтрации, который должна обеспечивать ВФС: /Я. --в схеме на рис. 3.49,а,в; (3.53) - вхп /необх - Г2 ~ Г2 нnдorf нпдоп *С/нео6х -нпдоп нпдоп - в схеме на рис. 3.49,6,г. 4. В (3.43) подставляют Оф = 101gФнgo6x находят оптимальное число звеньев Шопт- Реальное число m снижают в 1,5. . .2 раза. Значение т может быть еще уменьшено, если в схеме ВФС будут устанавливаться дополнительные резонансные контура (фильтр-пробки и фильтр-дырки), настроенные на соответствующую высшую гармонику. 5. Исходя из заданных Дэк, Да и т, с учетом вышеизложенных рекомендаций составляют схему ВФС и по (3.44) или (3.45) рассчитывают действительный коэффициент фильтрации. Коэффициент фильтрации должен быть для запаса в 1,5...2 раза больше Ф^ (3.53). Если Фдейств < необх' ° П-цепочках надо снижать величину До, а в Т-цепочкаХ увеличивать До, либо увеличить т (число LC-элементов) ВФС. Если же оказалось, что Фдейств > необх' следует изменять До в другую сторону либо сокращать т (число LC-элементов) ВФС. 6. Для правильного выбора и конструирования элементов ВФС необходимо знать токи, напряжения и реактивные мощности, действующие в них. В L- и С-элементах Г-цепочки, на основе которых строится ВФС на рис. 3.49, напряжения на ее входе и выходе определяются мощностью первой гармоники и нагрузочными сопротивлениями Ri и Дг (см. табл. 3.1, поз. 1), т.е. Ui = y/lPRi и (Уг = л/Щ^. Отсюда находят напряжение на конденсаторе Uc = Ui \л ток в индуктивности II = Ui/Ri-Далее определяют ток 1с = Uc/Xc и напряжение Ul = IlXl и рассчитывают реактивные мощности в них Pc = 0,5UcIc; PL = 0,bULlL. (3.54) Для аналогичных расчетов напряжений, токов и реактивных мощностей в 1,1С1-элементах параллельного или последовательного контура в схемах рис. 3.49,е,г предварительно определяют t .cnap = \/2ДнДэк или .LCnoc = л/2Ра1 RbK, затем вычисляют токи в LC-элементах параллельного контура II = \1с\ = ULCnap/Xi или напряжения на LC-элементах последовательного контура Ul = \Uc\ - IlCtiocXi и далее по (3.54) находят реактивные мощности в них. 7. Мощность потерь в LC-элементах определяют как Plu = О, 572г^ или Рси = ОгЪидс, где г/. - омическое сопротивление потерь в катушке индуктивности; дс - омическая проводимость в конденсаторах на рабочей частоте /. Величины Г/. и дс рассчитывают по формулам гь = XlIQl, дс = l/{XcQc). 8. Вычисляют КПД Г-, Т- и П-цепочек, входящих в ВФС на рис. 3.49, по формулам табл. 3.1. КПД параллельного или последовательного Z/iCi-контура в схемах на рис. 3.49,е,г определяют по формуле Tf = 1/(1 + Qh/Qx.x). где Qa = Кэк/Хг - для параллельного, а -= Xi/Дэк - для последовательного контура; Qx.x = QlQcI{Ql +Qc) - средняя добротность контура на рабочей частоте. Затем определяют КПД ВФС как произведение КПД входящих в нее отдельных LC-контуров и Г-, Т- и П-цепочек. 3.10. Проектирование и расчет широкодиапазонных выходных фильтрующих систем В передатчиках с Kjn = /вп нп от 1,1.. .1,2 до 1,6.. .1,8 для фильтрации высших гармоник ВФС можно выполнять в виде широкодиапазонного неперестраиваемого фильтра. Если Kj > 1,6 ... 1,8, то включают несколько {к) переключаемых фильтров на отдельные поддиапазоны, каждый из которых обеспечивает Kji - fsi/fm = 1,6... 1,8. Основное преимущество построения ВФС на базе широкодиапазонного фильтра или переключаемых фильтров - отсутствие перестроечных элементов. Это резко упрощает и ускоряет перестройку ВФС по диапазону. Главный недостаток - сложность построения фильтра или к фильтров, их ремонтопригодность и настройка на заданную АЧХ в Процессе эксплуатации, а также проигрыш в массогабаритных показателях (широкодиапазонный фильтр оказывается много сложнее, а из А: переключаемых фильтров в работе находится один). Поэтому в настоящее время ВФС в виде неперестраиваемого фильтра или нескольких переключаемых фильтров строят главным образом для передатчиков на мощности до 10...20 кВт. Нагрузка фильтров на основной частоте / должна быть близкой к номинальной Дн.ном- Для ЭТОГО перед антенной (рис. 3.51) устанавливают перестраиваемое вручную или автоматически согласующее устройство (СУ), которое на основной частоте / трансформирует нагрузку д(/) = Да(/) +iXA{f) в резистивную Дн, равную стандартному (номинальному) значению Дн.ном, например 50 или 75 Ом, с некоторым допустимым отклонением А^н. Относительная величина А^н/Дн. ом обычно определяется допустимым значением коэффициента бегущей волны в нагрузке КБВн (в схеме ла рис. 3.51 - на входе СУ). Для исключения подстроенных эле- ментов стремятся использовать широкодиапазонные антенны, у которых Да(/) ~ const и достаточно малая реактивная составляющая Ха(/). В этом случае перед антенной можно включать специальное не-перестраиваемое широкодиапазонное согласующее устройство <Рильтр Рис. 3.51 т HeSmeHa   ziziza П9> Каут  to Л,Л О is.. Рис. 3.52 (ШСУ), которое компенсирует реактивную составляющую Xx{f) в заданном диапазоне частот и может также трансформировать йд в Дн.ном-В результате входное сопротивление ШСУ оказывается достаточно близким к номинальному резистивному Zbx.су ~ Дн.ном С КБВн до 0,7.. .0,8. Обычно фильтры не вносят трансформации нагрузочных сопротивлений. Поэтому номинальное входное сопротивление фильтра равно нагрузочному: Двх.ном = Дн.ном. а относительная величина отклонений AZbx/Дехном определяется КБВвх на входе фильтра. Величина КБВвх определяется согласно (2.2) как произведение КБВн и КБВф самого фильтра: КБВвх = КБВнКБВф. Перестраиваемые и переключаемые фильтры выполняют, как правило, в виде ФНЧ. Только для двухтактных ключевых генераторов с фильтровой нагрузкой с целью лучшего обеспечения условия (2.34) переходят к ПФ. Для ключевых генераторов с резистивной нагрузкой ВФС строят в виде переключаемых вилок фильтров (диплексеров) ФНЧ-ФВЧ. Частотную характеристику фильтров выбирают равноколебательнои в полосе пропускания - фильтры Чебышева - или равно-колебательной в полосе пропускания с всплесками затухания в полосе задерживания - фильтры Кауэра (рис. 3.52). Такой выбор схемы фильтров и их частотных характеристик определяется вопросами практической реализации, и в первую очередь получения заданных АЧХ с наименьшим числом их LC-элементов. Рассмотрим расчет одного и fc переключаемых фильтров при достаточно больших коэффициентах перекрытия каждого из них [Kj от 1,2. ..1,3 до 1,8). Особенности проектирования сравнительно узкодиапазонных неперестраиваемых фильтров с 7\/ меньше 1,2... 1,3 обсуждаются ниже. Исходные данные для расчета: нижняя и верхняя рабочие частоты передатчика /нп, /вп; номинальное нагрузочное сопротивление Днном! допустимое значение КБВн нагрузки; допустимое значение КБВвх на входе ВФС; допустимый уровень высших гармоник в нагрузке передатчика Ядоп, который задается непосредственно (в децибелах) или рассчитывается по известной допустимой мощности высших гармоник Днпдоп I I I I I 1 I I I \ \ \ \ Л I \1 I Лк-Лп f Рис. 3.53 И мощности основной частоты Рн1 как Ядоп = 10 lg(Днnдoп/7нl); дополнительное затухание а^у, вносимое СУ с антенной, которое может принимать значения от О до -10 дБ; относительный уровень п-й гармоники напряжения или тока на выходе генератора, который может быть задан непосредственно в децибелах Ягп либо предварительно рассчитывается по формулам (3.52а)-(3.52д) для того или иного класса ГВВ и его схемы. Рассчитывают От для ближе всего расположенных к основной частоте и наиболее интенсивных 2-й и 3-й гармоник (п = 2 и 3). Расчет ведется в следующей последовательности: 1. Определяют коэффициент перекрытия по частоте передатчика: 7/п = /в.п н.п- 2. При Kjn < 1,6... 1,8 устанавливают один фильтр {Kj = Kf ). При Kf > 1,6... 1,8 определяют число переключаемых фильтров к* = \gKjnl\gKji, где Kji - коэффициент перекрытия по частоте отдельных фильтров, который выбирают равным 1,6... 1,8. При этом обеспечивается близкое к минимуму суммарное число реактивных элементов всех к фильтров. Значение к* округляют до целого числа в большую сторону {к = 2, 3, ...). 3. Уточняют коэффициенты перекрытия по частоте отдельных фильтров Kfi - {Kj y и определяют их граничные частоты: где г = 1, 2,..., А;. При этом fk должна совпадать с /в.п (рис. 3.53). 4. Определяют КБВф, который должен обеспечивать фильтр: КБВф = КБВвх/КБВн. 5. Неравномерность АЧХ в полосе пропускания в децибелах Да = 101g[(l + KБBф)V4KБBф]. (3.55) Для вилки фильтров Чебышева или Кауэра величина Да определяется по табл. 3.19 из условия КБВф > КБВф min- 6. Находят минимально допустимое затухание Оф, которое должен обеспечивать фильтр в полосе задержания для п = 2 или 3: Яфп + а^п + а (3.56) 7. Определяют нормированную частоту в полосе задержания, на которой необходимо обеспечивать заданное затухание Оф: с; ш е е-ш а S е- LU Ч а < в' а it, <N Ч- Г~ й I-I о о Ц со ОЭ со со о о о о 1L 1Л *л ю < 1Я ю г~ со о о as si , oi г~ о со Ю Ю 3 ю I г~ г- г-: о' о о о * м ,-1 О! ю Я -а- ш 1Л ю о о о о IS) У-* ко со ю о ю СЧ г- м ,Н ,-1 *. ,-1 го со 1Л 00 см CN о, сз> сз> сз> о> о о о о TJ- со о см S >о 00 о Ю со о О! Ю со м 1Л Ю г- гН 1Л . о tH г~ ю ? Ю (О г~ f; о сэ о о гН со LO g г~ ю 01 о о> г~ сэ те о г- г- r со со см <*7 01 со 1Л см со -а- Г-4 ,Н см Ю Ю Ю 1л см со ю -.-ОООО Ь <3> со СП g со Ч| (*7 о сл г- со о ю о> СМ <N ,-4 fH г-Г см о Ю (N о со гч/ см см J3 со со йз со о' о' о' о , 0> Ю <N Г~ , ,-1 (М 00 (О , о о о о о 1-1 см <N 1Л ьо ю м f~.f~.f~. f~. - с> о' о' о со г- -а- о со см о гН см о LO LO о го Ln г- сз> г- ч> ю fv со со 00 со у ГЛ .ТЧ .ТЧ /-\ о> сз> сз> о> : о о о о g; 1Л ю со со g о о о о m со го CTt -< Ю fH ф [; < з < з см (N W со со со со со г,- о о' о о о ю ,н VO см ю о 1-1 (N <N о о о о о см гН гН см (N S 1 и m 4л ю м г.. г„ г,- о о' о о о о , Ю см Г~ (N Ю о 1-1 ,-1 см (N о о о о о о о Ф ю ю (N VO со о о о 1-t со УЗ ю ю ю о о см ( > из 1и со ю г~ ю m й го ОЗ ОЗ (О 00 у о> о ст о о о о о о' о' о о о о о о VO -а- -а- ч-Ol о> г- см о гн го из ,-1 о о -о LO о со из ю со 3 Ч f~. f~. f~. . Ю 0> 1-1 00 о о 1-1 1-1 ОООО rf VD rJ- (О * rJ- rJ- i. f~- f~. f~. o o o o о о о .-I Tj- C3> из -a- lO r- о CM о i-t CO U3 U3 о о U3 4- ID 1 CO C3> .-I Tj- CO n o о о о из Tj- со Tj- ; гч (N CM 00 из о о из rJ- из Г~ со при использовании ФНЧ (или вилки ФНЧ-ФВЧ) 0з„ = n/Kfii при использовании ПФ (или вилки ПФ-РФ) Оз = (п - Kfi/n)/{Kfi - 1). (3.57а) (3.576) Данные формулы следуют из известных соотношений для нормированной частоты в полосе задержания для ФНЧ П = /з в и для ПФ: ( ,/з^ У/0-/0 -\ /н 0-/0 в о /з о-/о з /н 0-/0 в где и /з - нижняя и верхняя граничные частоты в полосах задержания; /о = V/h/b - средняя частота ПФ (см. рис. 3.52,6). 8. Выбирают тип фильтра по АЧХ и его схему исходя из требований к обеспечению затухания Пф на частоте Пз, определенного входного сопротивления на частотах высших гармоник, а также наравномерности АЧХ в полосе пропускания. Для однотактных транзисторных и ламповых генераторов с резонансной нагрузкой применяют ФНЧ Чебышева или Кауэра с параллельным конденсатором С1 (рис. 3.54,а,б). Чтобы лучше обеспечивать условие (2.1), переходят к ПФ Чебышева (рис. 3.54,в). Для двухтактных транзисторных генераторов, у которых требование (2.1) снимается, как правило, также используют ФНЧ Чебышева или Кауэра с параллельным конденсатором С1. Полосовые фильтры Кауэра (рис. 3.54,г) ввиду их относительной сложности в плане практической реализации используют очень редко. Для двухтактных ключевых генераторов с резистивной нагрузкой в качестве ВФС применяют вилку фильтров ФНЧ-ФВЧ Чебышева или Кауэра (рис. 3.55). Для двухтактных ключевых генераторов с последовательными и параллельными контурами применяют ФНЧ Чебышева или Кауэра соответственно с последовательной индуктивностью L1 (рис. 3 56,а,б) и с параллельным конденсатором С1 (рис. 3.54,а,б). Однако, как показывают расчеты, обеспечение требований (2.34) даже у ФНЧ Чебышева при Л'/, = 1,6... 1,8 ведет к увеличению неравномерности АЧХ фильтра в полосе пропускания (Аа > 0,05 дБ) и к снижению КБВф ниже 0,8. Отметим, что в этом отношении ФНЧ Кауэра оказываются не лучше. Поэтому, чтобы (2.34) выполнялось без увеличения Аа и снижения КБВф, целесообразно переходить к ПФ Чебышева (рис. 3.54,6 и 3.56,е), хотя при малом Аа, больших Л'/ = 1,7... 1,8 и аф > 40...60 дБ в ПФ Чебышева оказывается большее число LC-элементов, чем в ФНЧ. В то же время переход к ПФ Кауэра (рис. 3.54,г и 3.56,г) не целесообразен и вообще может быть затруднен практической реализацией параллельных и последовательных LC-контуров, настраиваемых на частоты, существенно отличающиеся от рабочей полосы . T T-lb (fz/y чевышИй; m=l,5,7,... ФНЧ каузра; m=i5,/,...  1 H..-/  -Л1 У /7<о ЧебышеВа; m=l5,7,... л /74 Каузра; т=3,5,1,... Рис. 3.54 т=Ч,В,в,... мьг^.-ink? hm-f)p,<in а; РНЧ-ФВЧ Чееышева.; т'Ш... б) Ч>НЧ-Ч>ВЧ Кауэра с парил кант.; m-W... Lm-1 ДОП пдол 2 2 I i I 1 m= 3,5.7,... m=k,S,6,... gj qjH4-ipB4 Кауэра с послед, нонтурами Рис. 3.55 W 4eSmela; in3,5,7,... и L3 Ln,  m=2,<t,6,... l-m-i flip чевьтеба; гл=3,5,7,...   ПФ кауэра; m=3,5,l... Рис. 3.56 m=%S,6,... фильтра. Поэтому в ряде случаев одновременное выполнение (2.34) и обеспечение Да < 0,05 дБ (или КБВф > 0,8) может потребовать снижения Kj по сравнению с рекомендуемым в п.2. Для одно- и двухтактных ключевых генераторов с формирующим контуром выходные фильтры строят в виде ФНЧ Чебышева или Кауэра. Выбор первого элемента фильтра (Cl или L1) определяется схемами формирующего контура и подключения фильтрующей цепи (см. рис. 2.19). 9. Определяют порядок m фильтра. Для фильтров Чебышева ш* = Arch  Arch Пз- (3.58) В (3.58) подставляют аф и Пз согласно (3.56) и (3.57а) или (3.576) для n = 2 и 3. Наибольшее из двух значений т* округляют в большую сторону до целого числа т. Величину т для фильтров Чебышева можно определить также по графикам [3.3, рис. 2.6] и [3.4, рис. П.2.4-П.2.10]. Для фильтров Кауэра m определяют из [3.3, рис. 2.7] или из [3.4, табл. П.1.10-П.1.16] при Пз для п = 2 согласно (3.57а) или (3.576) и наибольшем из двух значений аф согласно (3.56). Поэтому если Офз > аф2 и пз2 близко к 1, то m может оказаться больше, чем у фильтров Чебышева. 10. Для расчета LC-элементов фильтров сначала определяют коэффициенты с и : из [3.3, с. 94-751] при п = Г2 = 1, причем для четных т берут с и коэффициенты для фильтров Чебышева и Кауэра типа с , или из [3.4, табл. П.1.4-П.1.16]. Затем находят значения реактивных элементов. Для ФНЧ с параллельным конденсатором Ci или ПФ с параллельным LiCi-контуром (см. рис. 3.54): Ci = 27г(Д,-/н.)Дн L2 = 27г(/ -/ ,) (3.59а) Для ФНЧ с последовательной индуктивностью. Li или ПФ с последовательным LiCi-контуром (см. рис. 3.56): 2ч/в.-/ш)Дн (3.596) Для ФНЧ в (3.59) надо принять = 0. Для ПФ после расчета параметров реактивных элементов, аналогичных ФНЧ (см. рис. 3.54 и 3.56), определяют параметры дополнительных реактивных элементов, образующих с соответствующими предыдущими параллельные или последовательные контуры. Величины этих элементов находят из условия настройки всех контуров в резонанс на среднюю частоту полосы пропускания /о,- = y/fuihi- = l/(27r)vo.- (i = l,2,...,m). (3.60) Отметим, что при построении ПФ Кауэра на основе ФНЧ-прототипа они содержат в продольных или поперечных ветвях одновременно последовательные и параллельные контуры (см. рис. 3.54,г и 3.56,г). С помощью дополнительных преобразований [3.4, с. 215] можно перейти к схемам только с параллельными или с одними последовательными контурами. Для ГВВ, выполненного по той или иной схеме, проверяют, обеспечивается ли требование (2.1) или (2.34)-(2.38) при / = / ,-. Если оно не выполняется, следует от ФНЧ переходить к ПФ и снижать Kfi отдельных фильтров. Для расчета LC-элементов вилки фильтров Чебышева и Кауэра в схемах рис. 3.55,а,в с и коэффициенты ФНЧ определяются из [3.3, с. 94... 749] при п = О и Г2 = 1 при Аа = 0,28 или 1,25. В случае вилки Кауэра по схеме рис. 3.55,6 их определяют по тем же таблицам при П = 1 и Г2 = 0; при этом нумерация LC-элементов в этой схеме идет в обратном направлении. Отметим, что при четных m с и £ коэффициенты берут для фильтров Чебышева или Кауэра типа с . Л Величины LC-элементов основного ФНЧ определяют по (3.596). Для расчета ЬдоцСдоп-элементов дополнительного ФВЧ сначала определяют ijJoa и с,-+1доп = 1 коэффициенты: С; + 1доп = (i = 1> 3,..., m). (3.61) По табл, 3.19 находят значение нормированной оптимальной частоты стыковки Пет основного ФНЧ и дополнительного ФВЧ. Одновременно для данных аа и т уточняют значение КЕВфт, которое должно быть не ниже определенного в п. 4 для вилки фильтров при Двх.ном = Дн.ном- Отметим, что согласно табл. 3.18 при аа = 1,25 дБ увеличение Двх.ном до Двх.ном = 1Д55Дн,ном позволяет заметно повысить КБВф 5т. Если при этом необходимо снова перейти к Двх.ном, например равному Дн.ном = 50 или 75 Ом, то на входе данной вилки фильтров следует установить понижающий ФНЧ-трансформатор (см. § 3.2) с полосой пропускания до (3...5)/bj-, который будет трансформировать Двх.ном = 1,155Дн.ном в Двх.ном = Дн.ном- В схемах рис. 3.55,а,в доцСдоп-элементы дополнительного ФВЧ определяют по формулам °°-2;гп?,/в.Дн -J-в схеме рис. 3.55,5 J. 2допдн .1доп - -1доп С'2доп - (3.62а) (3.626) Отметим, что при одинаковых Kji и одинаковых схемах всех переключаемых фильтров их расчет значительно упрощается: после определения LC-элементов первого фильтра величины соответствующих элементов второго фильтра уменьшаются в Л', раз и т.д. Пример. Рассчитать выходную фильтрующую систему: нижняя и верхняя граничные частоты передатчика /н.п = 3 МГц и /в.п = 30 МГц; номинальное нагрузочное сопротивление Кн = 50 Ом; допустимое значение КБВ нагрузки 0,8; допустимое значение КБВ на входе фильтрующей системы 0,7; допустимый уровень высших гармоник в нагрузке передатчика адоц = -60 дБ; дополнительное затухание, вносимое согласующим устройством с антенной, асу = -5 дБ; относительная величина высших гармоник тока а^г = тЗ = -15 дБ; первым элементом должен быть параллельный конденсатор С1. 1. Коэффициент перекрытия по частоте передатчика К/п = 30/3 = 10. 2. Число переключаемых фильтров (при К'/, = 1,6) к = Igl0/lgl,6 =: 4,9. Округляем до = 5. 3. Коэффициент перекрытия по частоте отдельных фильтров Kf = 10/* = 1,585. 4. Граничные частоты отдельных фильтров: fnl = (1,585)° 3 = ЗМГц; hi = (1,585)1 . 3 4 755 рц. / 2 = /.1 = 4.755 МГц; аг = (1,585)2 .3 7537 /аЗ = /ъ2 = 7,537 МГц; /.3 = (1,585)3 - 3 = 11,95 МГц; = /.3 =11,95 МГц; /.4 = (1,585)* - 3 = 18,93 МГц; Jnb = hi = 18,93 МГц; /,5 = (1,585) 3 = 30 МГц. 5. Коэффициент бегущей волны ВФС КБВф 0,7/0,8 = 0,875. 6. Неравномерность АЧХ в полосе пропускания фильтрующей системы: S < (1-0,875)/(1+0,875)2 = 0,0044 или Да 10 lg[l+0,875)2/(4 0,875)l и 0,02 дБ. 7. Необходимое минимальное затухание, которое должен обеспечивать каждый фильтр в полосе задержания, аф 60 - 15 - 5 = 40 дБ. 8. Нормированная частота в полосе задержания Q32 = 2/1,585 - 1,26. 9. При аф2 40 дБ и Q 1,26 целесообразнее брать ФНЧ Кауэра. По [3.4, рис. П.2.31] выбираем фильтр Кауэра 7-го порядка С07-05-57 с Да = 0,011 дБ, Q3 = = 1,195, аф = 40 дБ и из [3.4, табл. П.1.14] определяем си/ коэффициенты для схемы на рис. 3.54,6: cj = 0,6744; £2 = 0,1712; h = 1,202; сз = 1,197; с4 = 0,8734; и = 0,7840; £5 = 1,049; се = 0,6973; k = 0,7512; cj = 0,3467. 10. По (3.59а) определяем значения L- и С-элементов 1-го фильтра, причем надо принять hi = О, так как выбран ФНЧ: Cl = 0,6744/(2 3,14 4,755 10 50) = 4,518 10 мкФ; Сг = 0,1712/(2 3,14 4,755 Ю 50) = 1,147 IQ- мкФ; L2 = 1,202 50/(2 3,14 4,755 Ю ) = 2,012 мкГн; Сз = 1,197/(2 3,14 4,755 10 50) = 8,020 10 мкФ; С4 = 0,8734/(2 3,14 4,755 Ю 50) = 5,852 10 * мкФ; Z/4 = 0,7840 50/(2 3,14 4,755 10 ) = 1,312 мкГн; Сь = 1,049/(2 3,14 4,755 Ю 50) = 7,028 10 мкФ; Сб = 0,6973/(2 3,14 4,755 Ю 50) = 4,672 10 * мкФ; Лб = 0,7512 50/(2 3,14 4,755 10 ) = 1,257 мкГн; Ст = 0,3467/(2 3,14 4,755 Ю 50) = 2,323 10 * мкФ. Значения L- и С-элементов следующего 2-го фильтра необходимо соответственно уменьшить в 1,585 раза и т.д. Определяем 2-KhiC\iRYi = сг/Kfi = 0,6744/1,585 = 0,4255. Сравнивая эту величину с требуемой согласно (2.1), (2.35) и (2.38), делаем вывод, что данная ВФС может быть использована только в однотактном ключевом ГВВ с формирующим контуром по схеме рис. 2.19,6, а также в двухтактных ГВВ по трансформаторным схемам рис. 2.6 в режиме класса В. При выборе и конструировании катушек индуктивности и конденсаторов фильтра необходимо знать действующие на них токи Ii, или 1с, напряжения Ul или Uc и реактивные мощности или Рс (3.54) в рабочем диапазоне частот. Для этого следует обратиться к расчетам на ЭВМ. Из расчета токов /х, в катушках индуктивностей и напряжений Uc на конденсаторах при известных сопротивлениях потерь в индуктивностях и проводимостей потерь дс в конденсаторах можно определить рассеиваемую на них мощность Р^п = 0,5гь/£, Рсп = jgcUc-Суммируя мощность потерь во всех L- и С-элементах фильтра, можно рассчитать КПД фильтра на той или иной частоте: гф(/) = Ян(/)/[Рн(/) + 1Р^н(/) + 1Рс (/)]. (3.63) Как показывают расчеты, напряжения и токи, действующие на L-и С-элементы ФНЧ, в 3...5 раз, а реактивные мощности в 10...20 раз больше номинальных значений напряжения, тока и мощности в сопротивлении нагрузки Рн.ном фильтра. Причем наибольших значений они достигают на / и Д. Поэтому для снижения потерь в фильтре при выборе конденсаторов и конструировании катушек индуктивностей надо стремиться, чтобы их добротность достигала максимальных значений на / /в. Кроме того, из-за возрастания токов, напряжений и реактивных мощностей в L- и С-элементах при настройке ФНЧ в номинальном режиме нельзя, чтобы рабочая частота / превышала граничную Д. Примеры практического построения ВФС в виде переключаемых фильтров даются в [3.25]. Рассмотрим особенности построения ВФС в виде неперестраивае-мого фильтра при Л'/п = /в.п н.п передатчика менее 1,2... 1,3. В этом случае проектирование можно вести так, чтобы найти оптимальное значение полосы пропускания фильтра, т.е. его /н.ф и /в.ф, и число его звеньев, при которых будут обеспечиваться наименьшие потери в LC-элементах, т.е. наибольший КПД фильтра в рабочей, более узкой, от /н.п ДО /в.п полосе частот. В этом случае в ГВВ также для фильтрации высших гармоник (п 2) следует применять ФНЧ, а не ПФ. При использовании ФНЧ Кауэра при заданной фильтрации аф на частоте /3 = 2/н.п по мере увеличения числа звеньев (т -* оо) граничная частота полосы пропускания /в приближается к граничной частоте полосы задержания /з, т.е. полоса пропускания становится равной полосе задержания, и одновременно снижаются потери в фильтре до минимально возможных [3.12]. У фильтров Ваттерворта и Чебышева при тех же значениях затухания аф и частоты /3 = 2/н.п минимальные потери достигаются при оптимальном числе звеньев (т = Шопт), которое определяется только требуемым затуханием аф. При этом потери оказываются в 2... 3 раза больше, чем минимально возможные в фильтре Кауэра. При выборе фильтров Ваттерворта или Чебышева предпочтение следует отдать вторым. У фильтров Чебышева потери получаются несколько меньше, а полоса пропускания заметно больше. При Да = 0,1 .. .0,2 дБ полоса пропускания при т - Шопт составляет 0,3...0,4 от предельно возможной, достигаемой в фильтрах Кауэра m -* оо [3.12]. Из сказанного следует, что в качестве ВФС ГВВ надо применять ФНЧ Кауэра. Применение ФНЧ Чебышева целесообразно в тех случаях, когда затруднена практическая реализация LC-элементов ФНЧ Кауэра или когда требуется нарастающее затухание аф в полосе задержания по мере увеличения частоты (/>/з). При переходе к ПФ потери возрастают еще в два раза, и их применение целесообразно, только если требуется обеспечивать затухание на частотах ниже /н.п- При проектировании ВФС для узкодиапазонных ГВВ в виде ФНЧ можно воспользоваться методикой расчета, изложенной выше с учетом отмеченных обстоятельств. Во-первых, неравномер- Рис. 3.57  ность АЧХ в полосе пропускания рассчитывают по (3.55). Однако при Kj 1 можно задаваться непосредственно Да = 0,1...0,2 дБ, поскольку путем незначительной подстройки LC-элементов фильтров всегда можно добиться точного согласования (До = 0) в узкой рабочей полосе частот А/п = /в.п - /н.п 0. Во-вторых, определяют граничную частоту полосы пропускания ВФС в виде ФНЧ. При использовании ФНЧ Кауэра /в.ф задают на 10. . . 20 % меньше частоты /з = 2/н.п, на которой необходимо обеспечить заданное затухание аф (рис. 3.57): /в..ф = (0,8...0,9) 2/н.п. При использовании ФНЧ Чебышева граничную частоту /в.ф задают примерно как среднеарифметическое между /в.п и /з = 2/н.п, т.е. /в.ф ?а О, 5(2/н.п + /в.п)- Рассчитывают нормированную частоту в полосе задержания Пз = /з в.ф и далее расчеты ведут согласно п. 8-10. Отметим, что число звеньев т должно быть близким к Шопт (3.43) как для ФНЧ Чебышева, так и для ФНЧ Кауэра. 3.11. Проектирование и расчет элементов колебательных систем на отрезках коаксиальных и полосковых линий В диапазонах ОВЧ, УВЧ и СВЧ при построении колебательных, согласующих и фильтрующих цепей широко используют отрезки линий передач с поперечными электромагнитными волнами (волнами класса Т). Строго говоря, к таким линиям относятся коаксиальные волноводы (рис. 3.58,а), коаксиальные и полосковые кабели (поперечные сечения кабелей показаны на рис. 3.16) и симметричные полосковые линии (ПЛ) (рис. 3.44,г). В широко используемых на практике несимметричных полосковых линиях (рис. 3.44,5) распространяется гибридная волна и имеет место дисперсия. Однако в большинстве практических случаев расчет несимметричной полосковой линии с небольшой погрешностью можно производить по формулам, справедливым для линий с волнами класса Т. При проектировании элементов колебательных систем на отрезках линий передач задаются или рассчитывают волновые сопротивления линий Zr. и длины отрезков. В ОВЧ и нижней части УВЧ диапазона используют отрезки стандартных кабелей. Их параметры были приведены в табл. 3.3. Симметричные и несимметричные полосковые линии типичны для схем УВЧ-СВЧ диапазонов. Волновое сопротивление полосковой линии (ПЛ) (рис. 3.44,г) можно рассчитать по формулам [3.10]: при w/b > 0,35(1 - t/b)  Ze = {awlb + Cj) (3.64а) где а = 1(1- t/b)\ жС} = 2а 1п(а + 1)-{а--1)1п(а2 1); при w/b < 0,35(1 - t/b) \л W t .c = 60ln(46/7r(f)/V?; (3.646) где d = 0,5w + 0,St - 0,12t/w, e - диэлектрическая проницаемость материала заполнения. Регулярность линии передачи может быть нарушена за счет распространения волн высших типов: класса Е или класса М, характеризуемых критической длиной волны. Для обеспечения одноволнового режима работы геометрические размеры линии следует выбирать так, чтобы на верхней рабочей частоте /щах при Ащщ = с тах выполнялось неравенство Акр < Amin /V? = c maxV?, (3.65) где с = 3 10 м/с - скорость света. В ПЛ при условии t <Ь Акр = 2V£iy(l -t- vb/Aw). Приведем основные соотношения для расчета параметров несимметричной , ПЛ, получившей название микрополосковой (МПЛ). Как следует из чертежа поперечного сечения МПЛ (рис. 3.44,5), ее образуют металлическая полоса шириной w и толщиной t и металлический экран, между которыми находится подложка из диэлектрика толщиной h проницаемостью е > I. Обычно t < h \л t < w. Так как часть силовых линий электрического поля замыкается через воздух с £в = 1, в формулах для расчета волнового сопротивления МПЛ Zc используют эффективную диэлектрическую проницаемость, связанную с диэлектрической проницаемостью подложки соотношением [3.27] £эф = 0,5(£ -f 1) -1- 0,5р(£ - 1), (3.66) где Р - / У\Д + 12/ при и; Л; 1 l/vl + 12Л/и; -1- 0,04(1 - w/hf при wh. Волновое сопротивление МПЛ Zc рассчитывают по формулам 1207г/у^ Zc = < w/h -t-1,4 -I- 0,67{w/h -t-1,4) 60 /8Л w\ Ah) при w h; при w h; (3.67a) (3.676) 1 ... 12 13 14 15 16 17 18 ... 33 |