|
| |
  |
Главная » Книги и журналы 1 ... 11 12 13 14 15 16 17 ... 33
Рис. 3.37 Мостовые схемы делят на схемы сложения (деления) по току и по напряжению. В схемах сложения (деления) по току при суммировании ток в нагрузке равен сумме токов, а напряжение на нагрузке равно напряжению отдельных генераторов. При делении токи в нагрузочных сопротивлениях составляют N-k> часть от тока, а напряжения равны напряжению источника возбуждения. В схемах сложения (деления) по напряжению при суммировании напряжение на нагрузке равно сумме напряжений, а ток равен току отдельных генераторов. При делении напряжения на нагрузочных сопротивлениях составляют N-k> часть от всего напряжения, а токи равны току источника возбуждения. Основные параметры схем обычно определяют в режиме деления мощности. В частности, для моста деления на два (рис. 3.37) основными параметрами являются рабочее ci 2 и переходное Ci 3 затухания, которые определяют относительные значения мощностей, поступающих со входа 1 на выходы 2 и 3, выраженные в децибелах: С1-2ном = -10 lg(P2H0M/-Pl): С1 Зном = 10 \{Ргпош1 Р{)- (3.33) Отклонения Aci 2 и Дс1 з от номинальных значений (3.33) обусловлены неточностью обеспечения рабочих характеристик мостовой схемы (например, в полосе частот). Кроме того, диссипативные потери в элементах моста приводят к снижению мощностей на выходах 2 и 3 относительно их номинальных значений. Поэтому помимо ДС1 2 = -10 lg(P2/P2HOM); АС1 3 = -10 lg(P3/P3HOM) Ас1 2пот = -10 lg(P2Bbix/P2Bx); Aci-Зпот = Ю lg(P3BUx/P3Bx), отражающие потери в мостовой схеме. Обычно Дс1 2 и Дс1 з не превышают ±(0,2 .. .0,5) дБ, а Дс1 2пот и Дс1 зпот составляют не более (0,2.. .0,3) дБ при ci 2hom = Ci 3 om = = 3 дБ (для моста с N = 2). Степень развязки, обеспечиваемую мостом (или просто развязка) в режиме деления, характеризует прохождение некоторой части мощности Pi в балластное сопротивление Re (рис. 3.37). Развязку также выражают в децибелах Ci 4 = -10 lg(P4/Pi), и обычно она должна составлять не менее (20. ..30) дБ. Степень согласования моста по входу и выходу оценивают через КБВвх и КБВвых (либо через КСВвх и КСВвых)- Они определяют степень возможных отклонений входного и выходных сопротивлений моста относительно номинальных значений Рвх .ном Рвых.ном- Как правило, КБВвх и КБВвых должны быть не ниже 0,8...0,9. По частотным характеристикам мостовые схемы разделяют на узкодиапазонные (резонансные) и широкодиапазонные. Узкодиапазонные схемы обеспечивают заданные характеристики только на фиксированной частоте, а при некоторых допусках на неравномерность АЧХ коэффициента передачи мощности в основную нагрузку, на развязку между входами, на КБВ на входе (или выходе) и т.д. - в достаточно узкой полосе частот при Kj = 1,05 ... 1,2. Широкодиапазонные мостовые схемы обеспечивают заданные характеристики с некоторыми допусками в диапазоне частот при Kj от 1,1... 1,2 до Kj = 10...20 и выше. Выделяют синфазные, противофазные и квадратурные мостовые схемы, в которых суммируемые генераторы работают соответственно в фазе [(р = 0), в противофазе (yi = 180 ) и со сдвигом по фазе на 90 . В этом параграфе рассматривается проектирование синфазных и противофазных мостовых схем. Синфазные схемы выполняют для суммирования (деления) мощности двух и более генераторов [N 2). Противофазные схемы выполняют только для N = 2. Они не имеют особых преимуществ перед синфазными. В настоящее время их применяют при построении коллекторной (стоковой) цепи двухтактных ключевых генераторов (см. § 2.6), а также при последовательном суммировании мощности двух противофазно работающих генераторов. Противофазные мосты получаются из синфазных с TV = 2, в которых меняются ролями нагрузочное и балластное сопротивления [1.1]. Широкодиапазонные мостовые схемы в диапазоне частот до 50. . . ... 100 МГц и выше выполняют на трансформаторах с магнитной связью между обмотками или на трансформаторах-линиях. В мостовых схемах применяют в основном трансформаторы с коэффициентом трансформации 1:1. Их основные функции: поворот фазы на 180 , переход от несимметричной нагрузки к симметричной, компенсация фазового сдвига. Возможно включение трансформаторов с коэффициентом трансформации, отличным от единицы, и построение мостовых схем с дополнительной трансформацией нагрузочных и входных сопротивлений. Частотные характеристики таких мостовых схем в основном определяются частотными свойствами трансформаторов, на которых они выполняются. В трансформаторах с магнитными связями частотные ограничения снизу обусловлены индуктивностями намагничивания, а сверху - индуктивностями рассеяния и паразитными емкостями; или, соответственно в трансформаторах на линиях - продольными индуктивностями линий и фазовыми сдвигами в них. В дальнейшем ограничимся рассмотрением мостовых схем только на трансформаторах-линиях. Именно они находят широкое применение в транзисторных радиопередатчиках на частотах приблизительно от 0,1 МГц при мощностях до 0,1... 20 кВт. На рис. 3.38,а показана мостовая схема сложения по напряжению на трансформаторах Т1 и Т2 для двух синфазно работающих генераторов {N ~ 2). Входные, нагрузочное и балластное сопротивления соответственно равны Pbxi = Рвх2 = Р, Рн = Рб = 2Р. Волновые сопротивления линий Zx = Zc2 - R- Напряжения и токи в линиях [/л = Uf = Uh/2, 7л = 7г = 7н. Продольное напряжение на верхней  Рис. 3.38 ЛИНИИ [/пр = С^г, и поэтому она должна быть помещена на магнитопроводе. Нижняя линия - фазокомпенсирующая, обеспечивает такой же фазовый сдвиг, как в верхней линии, чтобы колебания от каждого генератора поступали в общую нагрузку Дд синфазно. На нижних частотах, где фазовый набег в линиях можно не учитывать, характеристики моста определяются продольной индуктивностью одного из проводников линии Т1. В схеме рис. 3.38,а она шунтирует второй генератор, и, чтобы оно было незначительным, должно обеспечиваться 27г/н^пр > (3 ... 5)Д. С ростом частоты начинает ухудшаться развязка между входами моста (между генераторами). Чтобы развязка -была не ниже 20... 30 дБ, электрическая длина линий должна быть не более в = 3, 5 .. .7 [1.45]. Если последовательно с Rq = 2R включить корректирующую индуктивность 2кор [1-45], где 1кор = 3,3-10-7 эч/ё;ф, (3.34) (Д - в омах, £э - длина линии в метрах), то при той же развязке между генераторами длина линии может быть увеличена до = 10 .. . 20 [1.45]. Отметим, что возможность применения линий большей длины позволяет либо увеличивать мощность моста, поскольку можно увеличить число витков или использовать магнитопровод с большим поперечным сечением, либо, сохраняя ту же длину линий, увеличивать Д, т.е. расширять рабочую полосу частот [1.45]. На рис. 3.38,6 приведена схема моста суммирования по напряжению для произвольного числа генераторов {N 2). Входные сопротивления, волновые сопротивления линий и балластные сопротивления, включенные по схеме 7У-лучевой звезды, равны Д. Напряжения и токи в линиях и„ = - Uh/N, = = /ц, в то время как продольные напряжения оказываются разными (как в трансформаторе на рис. 3.12): максимальное [/пртах - {N - l)Ur = и„р на первой линии, на второй и последующих оно уменьшается каждый раз на величину так, что у N-v\ линии равно нулю. Относительно высокие и неодинаковые Unp на линиях являются основным недостатком такой схемы сложения. В то же время в этой схеме происходит увеличение нагрузочного сопротивления (Дн = NRbx), что важно для перехода от низкоомных транзисторных генераторов к более высокоомной нагрузке. Поэтому практически в одной мостовой схеме суммируют мощности не более трех-четырех генераторов, а для снижения продольных напряжений на линиях переходят к схемам рис. 3.38,в,гс дополнительной линией, позволяющей изменять точку заземления на выходе схемы основного моста. Важно, что дополнительная линия с волновым сопротивлением Z.on = Дн может размещаться вместе с N-й линией на общем магнитопроводе и иметь такое же число витков. Начало обмоток на рис. 3.38,в,г показано точками. Необходимая продольная индуктивность линий, допустимая электрическая длина и возможность ее увеличения путем включения последовательно с каждым балластным сопротивлением корректирующих индуктивностей (3.34) находятся так же, как для схемы рис. 3.38,а [1.45]. Если в схемах рис. 3.38,в,г дополнительные линии размещены на отдельном магнитопроводе, то их рассчитывают, как трансформатор 1:1, обеспечивающий переход к несимметричной нагрузке. На рис. 3.39,а показана схема моста сложения по току для двух генераторов. Она содержит две линии равных волновых сопротивлений Zc = R v\ одинаковой длины. Линии можно размещать на общем магнитопроводе (точкой указаны начала обмоток). Входные, нагрузочное и балластное сопротивления равны Двх1 = Двх2 = Д, Дн = Дб = Д/2. Для обеспечения развязки между генераторами на нижней граничной частоте 20. ..30 дБ продольная индуктивность линий должна быть Зт/н^пр > (2 ... 5)Д [1 45]. На высоких частотах развязка определяется, как и в схеме рис. 3.38,а, т.е. для получения 20...30 дБ электрическая длина линий должна быть не более в = 3,5...7 . При подключении параллельно Дн корректирующей емкости 2Скор [1-45], где Скор = 3,3 10-4/. (3.35)  при той же развязке длина линий может быть увеличена до и 10...20°. Важным достоинством схемы суммирования по току является отсутствие продольных напряжений на линиях в рабочем режиме. Для схемы рис. 3.39,а расчет магнитопровода надо вести исходя из аварийного режима (при работающем одном из генераторов) на U p = 0,25/7г. В [1.45, рис. 3.24] рассматриваются некоторые модификации мостовых схем суммирования по току для двух генераторов. Путем подключения дополнительных линий снимаются ограничения на Д или электрическую длину линий, в частности к такому мосту можно подключать двухтактные генераторы с симметричными выходами. Для суммирования по току N > 2 генераторов можно использовать схему на рис. 3.39,6 . Значения волновых сопротивлений линий Zc - R. Балластные сопротивления Rq = R включаются по схеме многоугольника. Необходимые продольные индуктивности линий Lnp при заданной развязке между генераторами иа f fa приближенно можно считать, как для 7V = 2, а более точно - по формулам [1.45]. Электрическая длина линий на / = /в должна быть не более = 3, 5 .. .7°. При включении параллельно нагрузочному сопротивлению Дд = R/N корректирующей емкости МСкор, определяемой по (3.35), длина линии может быть увеличена до = 10 .. . 20°. В рабочем режиме продольные напряжения на линиях равны нулю. Магнитопровод линий рассчитывают исходя из (Упртах = Ur{N - l)/(2iV), получающегося при выходе из строя одного из генераторов. Включением дополнительных линий можно снять ограничения на Д, т.е. на максимальную длину линий. Пример схемы такого моста приведен на рис. 3.39,е. Здесь две группы балластных сопротивлений Pgi и Дб2 включены по схемам многоугольников. В табл. 3.13 приведены оптимальные значения нормированных балластных сопротивлений Rei/R, Г2 = RbilR, ри которых достигается наибольшая развязка (до 25...45 дБ) между генераторами [1.45]. Остановимся на расчете балластных сопротивлений, включаемых по схемам iV-угольника (рис. 3.40,а), 7У-лучевой звезды (рис. 3.40,6) и полного ТУ-угольника (рис. 3.40,в). В последнем случае все генераторы
 соединяются между собой балластными сопротивлениями по принципу каждый с каждым. При необходимости можно перейти от одной схемы к другой. В частности, значения балластных сопротивлений в схемах ЛГ-угольника и полного jV-угольника можно определить при известном Дб в схеме JV-лучевой звезды из следующих соотношений: С 2Rf, при ЛГ = 2; ДбЗ = iVД5 при лг 4. В номинальном режиме на Д5 мощность не рассеивается. При отклонениях от него на Д5 начинает рассеиваться часть мощности генераторов, причем наихудший ( аварийный ) режим, когда не работают от одного до ДГ - 1 генераторов и на 7?6 выделяется наибольшая мощность. В мостовых схемах для двух генераторов с одним балластным сопротивлением Д^ максимальная рассеиваемая мощность, на которую оно должно рассчитываться, Рдбтах = 0,5Дг- В схемах для 7V 3 при включении сопротивлений TJg по схеме ДГ-лучевой звезды или 7\Г-угольника максимальная рассеиваемая мощность, на которую они должны рассчитываться, Ддбгаах = [(V - l)/A]Pi.i [2.4], а при включении сопротивлений Дб по схеме полного ДГ-угольника Рябтах = Pn/N (при N 4). Важно, что переход к схеме полного ЛГ-угольника хотя и ведет к увеличению числа балластных сопротивлений, зато значительно снижает рассеиваемую мощность в каждом из них. Структурная схема резонансных синфазных мостовых схем приводится к [1.1, рис. 3.41]. Она реализуется на сосредоточенных LC-элементах или на отрезках линий с электрической длиной А/4 либо меньше А/4 [1.1, рис. 3.42]. Первые применяют на относительно низких частотах (до 100. ..300 МГц), вторые - на более высоких частотах. В зависимости от уровня мощности мосты выполняются как с изолированными, так и с соединенными с корпусом балластными сопротивлениями. Резонансные мостовые схемы применяют в первую очередь там, где из-за большого уровня мощности или высоких частот не  Рис. 3.41 Таблица 3.14
удается выполнить мосты на трансформаторах с магнитопроводом, например в мощных ламповых генераторах и передатчиках в диапазоне кило- и гекаметровых волн, работающих на фиксированных частотах. Достаточно часто резонансные мосты строят для суммирования по два {N = 2). Примеры таких мостов приводятся в [1.1, рис. 3.43 и 3.44; 2.3, рис. 6.6,6, 6.7, 6.9 и 6.10]. При построении мостов на LC-элементах используют, как правило, П-цепочки в виде ФНЧ [1.1, рис. 3.42,а], что позволяет благодаря объединению емкостей соседних цепочек уменьшить общее число реактивных элементов и одновременно обеспечить дополнительную фильтрацию высших гармоник в нагрузке. Расчет резонансных мостовых схем при iV 2 сводится к определению величин реактивных сопротивлений LC-элементов или волновых сопротивлений линий входящих в них четырехполюсников [1.1, с. 192-193]. Затем находят значения L- и С-элементов или геометрические размеры основных и подводящих полосковых линий (по формулам (3.40) и (3.42), приняв 4/Лн = 0,25 и / = /о, и § 3.11). В качестве примеров на рис. 3.41 показаны мостовые схемы на LC-элементах с изолированным и заземленным i?5, а в табл. 3.14 приведены значения реактивных элементов и сопротивления i?5 для трех отношений Re.x/Rh- Для правильного выбора и конструирования LC-элементов мостовых схем необходимо знать токи, напряжения и реактивные мощности, действующие в них, а также вносимые ими потери и далее рассчитывать КПД моста. Здесь можно поступать аналогично § 3.2 с учетом того, что напряжения на каждом входе моста и^х = VPbxRbx, на выходе Ua - VPhRh, напряжение на равно нулю (в номинальном режиме) и поэтому напряжения на продольных реактивных элементах Unp = \/Ulx + (с учетом фазового сдвига на 90° между Ux и Un). В схеме рис. 3.41,6напряжения на L и СЗ, подключенных к Rq, равны Ubx- Отметим, что в приведенных формулах Рвх - мощность, отдаваемая одним из генераторов, Рн - мощность, получаемая двумя генераторами. Расчет мостов при реализации их на симметричных и несимметричных полосковых линиях с учетом потерь в них дается в [3.7, с. 138-142]. Для расширения диапазона рабочих частот до Kj = 1,5 . . .4 и выше в мостах на сосредоточенных LC-элементах применяют специальные широкодиапазонные четырехполюсники, расчет которых дается в [2.3]. В мостах на линиях с 4 = Л/4 и 4 < Л/4 переходят к ступенчатым мостам или попарному сложению [1.1, рис. 3.45], в которых оптимальным образом подбирают волновые сопротивления линии и величины балластных сопротивлений отдельных ступеней, чтобы обеспечить наилучшие частотные характеристики при заданном Kj. Некоторые частные примеры таких мостовых схем приводятся в [2.3; 3.1; 3.5]. Другой способ расширения полосы в мостовых схемах на линиях - переход к схемам с распределенным балластным сопротивлением. В [3.20] приводится конструкция моста с iV = 2 с распределенным ijg, который обеспечивает полосу от 0,6 до 18 ГГц. 3.8. проектирование и расчет квадратурных схем сложения и деления мощности Квадратурные мостовые схемы благодаря целому ряду преимуществ [1.1] широко используют при построении отдельных радиочастотных каскадов (см. § 2.2), телевизионных и УКВ-ЧМ передатчиков в виде двух полукомплектов (см. гл. 7 и 8), а также при суммировании мощностей генераторов (см. § 2.7 и [2.3]). Структурная схема резонансных квадратурных мостовых схем приведена в [1.1, рис. 3.46]. Такие мосты выполняют на относительно низких частотах на четырехполюсниках из сосредоточенных LC-элементов, а на относительно высоких - на четвертьволновых Л/4 или укороченных < Л/4 отрезках длинных линий. Реактивные сопротивления LC-элементов и волновые сопротивления четвертьволновых линий определяют из соотношений [1.1, с. 196]. Для перехода к мостовой схеме на линиях с 4 < Л/4 необходимо воспользоваться соотношениями [1.1, с. 193]. Расчет геометрических размеров (ширины и длины) полосковых линий, на которых выполняются квадратурные мосты и подводящие к ним линии, можно выполнять по (3.40) и (3.42), приняв 4/Лн = 0,25 и /н = /о и используя материал § З.П. Рассмотрим особенности построения мостовых схем на сосредоточенных LC-элементах. В качестве четырехполюсников лучше использовать П-цепочки [2.3, рис. 6.5,а,в], так как в этом случае можно объединить реактивные элементы соседних четырехполюсников и тем самым уменьшить их общее число до восьми. Возможные четыре варианта построения таких схем показаны на рис. 3.42. При заданных входных 4= СП 4= 133 а) 3 ЦП,) 4 /f,/f ) 4=/2 3 %Ш з А4Ю Рис. 3.42 RbxI = Pbx2 = Рвх И нагрузочных = Re сопротивлениях реактивные сопротивления LC-элементов определяют из соотношений, следу- ющих из [1.1, с. 196]: для продольных и поперечных индуктивностей и емкостей Xi4 = Х2З = \/0,5ДвхРн; Xl2 = Rbx, Х34 - Ru, ДЛЯ входных и выходных емкостей или индуктивностей в схемах рис. 3.42,0,6 Хц = Х22 - PbxVPbx/CVPbx -Ь \/PbxPh)i .З'з = -Х^44 = Рн\/ RBxRnl{,Rn + \/ РвхРн): ДЛЯ входных и выходных реактивностей в схемах рис 3.42,в,г = Х22 = ТРвхл/-КвхРн/(л/2Рвх - VRbM: ХЗЗ = Х44 = ТРнл/Р^/(л/2Р„ - VRbxRu), (3.36) где знак минус - для схемы рис. 3.42,в, знак плюс - для схемы рис. 3.42,г. Если в результате расчетов по (3.36) получаются отрицательные значения, то включают емкости Сц и С22 или С33 и С44, если положительные - индуктивности Ьц и L22 или L33 и L44. Отметим, что при Двх = 0,5Дн или Двх = 2Дн согласно (3.36) Хц = Х22 - оо или Хзз - Х44 = со и мостовые схемы на рис. 3.42,в,г содержат всего  Рис. 3.43 по шесть реактивных элементов. Расчеты напряжений и токов в LC-элементах, расчет в них потерь и далее КПД моста можно проводить так же, как для схем рис. 3.41 в § 3.7, с учетом того, что в номинальном режиме согласно обозначениям на рис. 3.42: Un = {/вхь U22 - Ubx2; U33 И U44 равны о или Un, С/34 = Us, U12 = \[UL+UL2 = /2C/вx; Ui4 и U23 равны у/Щ^ТЩ или Ubx- На рис. 3.43,а приведен квадратурный мост на четырех отрезках линий с 4 = А/4 (см. [1.1, рис. 3.47,6]), так называемый двухшлейфовый мост. При Двх - Дн = Д волновое сопротивление продольных линий Zei = R/V2, а поперечных Zc2 = сз = R- Если укоротить продольные линии до 4 = -/8, то согласно [1.1, с. 193] их волновое сопротивление увеличится до Д: Z* - Zci/sin(27r/8) = P/(\/2sin45°) = Д. При этом реактивные сопротивления дополнительных конденсаторов, подключаемых на их входе и выходе, также равны Д: Хдоп = 1/(27г/оСдоп) = Zcx R 1 - sin(27r/8) tg(7r/8) V2(l - sin 45° tg 22°30) Преобразованная таким образом схема на рис. 3.43,6 содержит четыре отрезка линий с одинаковыми волновыми сопротивлениями, равными нагрузочным (Z*] = Zc2 = сз = Д)- Конденсаторы Сдоп могут обеспечивать дополнительную фильтрацию высших гармоник. Если теперь заменить поперечные четвертьволновые линии (шлейфы) П-цепочками в виде ФВЧ [1.1, рис. 3.42,в] с Хь = \Хс\ = R, то перейдем к схеме рис. 3.43,6, которая содержит только продольные линии с 4 = Л/8 и два поперечных конденсатора Сдоп. сопротивления которых равны Z*i = -доп| = R- Простейшие односекционные на LC-элементах и двухшлейфовые на линиях квадратурные мосты сравнительно узкополосные. Ориентировочно Kj составляет 1,05. ..1,1. Для расширения Kj до 1,5... 2,0 следует переходить к двух-, трехсекционным или трех-, четырехшлейфовым мостам с оптимально подобранными величинами LC-элементов секции или волновых сопротивлений продольных линий и шлейфов [2.3, 3.7]. Дальнейшее увеличение числа секций или шлейфов при оптимальном подборе волновых сопротивлений продольных линий и шлейфов позволяет получать еще большие значения Kj, но ценой резкого усложнения схемы. Кроме того, возникают трудности практической реализации продольных линий и шлейфов из-за значительного перепада их волновых сопротивлений. Для расширения полосы пропускания в квадратурных схемах на сосредоточенных LC-элементах вводят дополнительную магнитную связь между индуктивностями, а увеличивая число таких секций до 4-6, можно повысить Kj до 10... 100 [3.13]. На частотах выше 50 МГц конструктивно проще выполнять мосты на двух или нескольких связанных четвертьволновых линиях. Если при этом на низких частотах геометрическая длина линии оказывается большой, их изгибают, например, в виде меандра. Особенности расчета квадратурных мостовых схем на связанных двухпроводных и коаксиальных линиях на большие мощности (выше киловатта) рассматриваются в § 8.6. Ниже обсуждается только проектирование сравнительно маломощных (ниже 0,1... 1,0 кВт) широкодиапазонных с Kj < 2 квадратурных мостовых схем на симметричных и несимметричных полосковых линиях. Применяют следующие конструкции полосковых линий: симметричные линии с лицевой связью без или с диэлектрическим заполнением (рис. 3.44,а); симметричные линии с боковой связью без или с диэлектрическим заполнением (рис. 3.44,6); несимметричные.линии с боковой связью на диэлектрической подложке (рис. 3.44,в).  Главная особенность квадратурных мостовых схем для суммирования мощности двух одинаковых генераторов или деления мощности на две равные части (такие мосты называют трехдецибельными направленными ответвителями) - необходимость относительно сильной связи между линиями. Первая конструкция (рис. 3.44,а) достаточно просто выполняется в отсутствие диэлектрика. В ней легко обеспечивается необходимая сильная связь при относительно большом расстоянии между полоско-выми линиями. Однако при диэлектрическом заполнении, применяемом Рис. 3.45 не только с целью уменьшения геометрической длины полосок (в y/t раз), но и для механического крепления полосок, возникают технологические трудности, связанные с критичностью толщины диэлектрической прокладки между полосками, измеряемой долями миллиметра. Выводы верхней и нижней полосок делают крест-накрест (рис. 3.45,а), что позволяет располагать входы и выходы (выводы 1-4 и 2-3) по одну сторону относительно линии. При диэлектрическом заполнении существенно проще технологические конструкции на рис. 3.44,6,е. Однако зазор s между полосками получается не только необычайно малым (при 6 или h, равном 1 мм, и £ f 10 зазор составляет 15...40 мкм), но, главное, очень критична точность его выполнения и, кроме того, резко снижается электрическая прочность мостовой схемы. Поэтому при практическом построении . трехдецибельных мостовых схем на микрополосковых линиях с боковой связью переходят к специальным конструкциям. В конструкции Тандем (рис. 3.45,6) результирующее переходное затухание в 3 дБ достигается последовательным включением двух мостов, каждый с затуханием 8,34 дБ, и поэтому зазоры между их полосками получаются существенно больше. Важно также, что менее критична точность выполнения зазоров. Наличие перемычек несколько усложняет технологию изготовления и, главное, несколько ухудшает частотные характеристики и параметры моста. Поэтому такие мосты выполняют на частотах до 5... 10 ГГц. На рис. 3.45 ширина подводящих полосковых линий обозначена W. Рассмотрим проектирование квадратурных мостов с лицевой и боковой связью, обеспечивающих переходное затухание 3 и 8,34 дБ (последние являются составной частью трехдецибельных мостов конструкции Тандем ). Номинальное рабочее ci 2 и переходное ci 3 затухания в режиме деления (3.33) равны: для трехдецибельного моста Дн2 = Рнз = 0,5Рвх; С1 2ном = 3,01 дБ; С1 зном = 3,01 дБ; (3.37а)  для моста 8,34 дБ (например, верхнего моста в схеме рис. 3.45,6) (3.376) Р,*2 = 0,1465Рвх; Рнз = 0,8535Рвх; С1-2ном = 8,34 дБ; с1 зном = 0,688 дБ. Соответственно коэффициент связи линий по напряжению и нормированные относительно нагрузочных сопротивлений (волновых сопротивлений подводящих линий) волновые сопротивления связанных линий при четном и нечетном возбуждении равны: для моста с ci 2hom - 3,01 дБ Ксп = 0,7079, Р++ = 2,4183, /9+ = 0,4135; для моста с ci 2hom = 8)34 дБ Ксъ = 0,3828, Р++ = 1,4968, /9+ = 0,668, которые определяются по формулам Р++ = 7(1 + Кс.)/{1 - Кс): Р^- = 1/р (3.38) На рис. 3.46,а построены расчетные частотные зависимости отклонений Дс1 2 и Дс1 з от номинальных значений Ci 2hom и ci 3hom (3.37), обеспечиваемых на центральной частоте /о. Во-первых, в обоих случаях оказывается Дс1 2 > Дс1 з|, т.е. оценивать полосу пропускания того или иного моста надо в первую очередь по Дс1 2. Во-вторых,
при отклонениях от /о в обе стороны происходят односторонние изменения: увеличение Ci 2 и снижение Ci 3. Это позволяет при заданном допустимом значении ±Дс1 2доп (или ±Дс1,здоп) проектировать мост так, чтобы на некоторых частотах /* и /* в полосе пропускания обеспечивалось Дс1 2 = О, в то время как на центральной /о и граничных /* и /* частотах Дс1 2тах или Дс1 2тт Не превышало Дс1 2доп (рис. 3.46,6). В табл. 3.15 приведены значения Kj [3.6, с. 76] при первом (1) и втором (2) методах проектирования. Видно, что при втором, когда на /о обеспечивается Cl-2min = С1 2ном - Ас1 2доп, (3.39) Kf увеличивается в 1,2. ..1,5 раза. Порядок расчета квадратурных мостов с лицевой и боковой связью Исходные данные. Граничные частоты /н и Д, МГц; допустимая неравномерность Дс1 2доп, дБ, волновое сопротивление подводящих линий (нагрузочных сопротивлений) Zc = Р, Ом; конструкция моста; диэлектрическая проницаемость е; толщина подложки h (или заполнения 6), мм; толщина полосок t, мм. 1. Определяют требуемый коэффициент перекрытия по частоте Kfrpe6 = /в/fa- При /С/треб < 1,1... 1,2 Дальнейшие расчеты можно вести при Ci 2mm = Ci 2hom, ПрИ ТГ/треб > 1,1... 1,2 - при ci-2min = ci 2hom - Дс1 2доп согласно (3.39). 2. По табл. 3.15 для Дс1 2 Дс1 2доп (для конструкции типа Тандем Дс1 2 0,5Дс1 2доп) определяют значение Kf, которое должно быть не ниже 71/треб- Если это не выполняется, то необходимо переходить к другим более широкополосным конструкциям квадратурных мостов. 3. По (3.38) при ci 2 = ci 2min или из табл. 3.15 находят Ксв. Р++ и Р+-. 4. Определяют волновые сопротивления связанных линий при четном и нечетном возбуждении: Z++=p+ + R: Z+-=p+-R. 5. Определяют геометрические размеры связанных линий. Для конструкции с лицевой связью (рис. 3.44,а) сначала находят отношение [3.7. табл. 5.1] S/b = (/>+- )++) -2,344 10-Z+-y/i и рассчитывают зазор между полосками, расстояние между пластинами и ширину полосок (в мм): 1-5/6 1-5/6 -И-К' г^-т^4)]0-1)}- Для конструкции с боковой связью (рис. 3.44,6) рассчитывают зазор между полосками, расстояние между пластинами и ширину полосок (в мм): где 9 = 188,37гАсв/(л/Дч/1 - К^пУ Расчетные формулы составлены на основе [3.7, табл. 5.1] в предпосылке, что задана толщина h. Толщина полосок t считается пренебрежимо малой. 6. Длина области связи [см. (рис. 3.45)] 4 3 10 Лн 1ну/ (3.40) где коэффициент (4/Лн) берут из табл. 3.15; /н - в герцах. Пример 1. Рассчитать трехдецибельный квадратурный мост на симметричных полосковых линиях с лицевой связью: граничные частоты /н = 220 МГц, /в = 400 МГц; волновые сопротивления подводящих линий R = 50 Ом; толщина подложки основных и подводящих симметричных линий h = hi =2 мм, толщина полосок 0,2 мм, диэлектрическая проницаемость £ = 2,1 (фторопласт), допустимая неравномерность рабочего затухания Дс1 2доп = ±0,3 дБ. 1. Определяем А'реб = 400/220 = 1,82. По табл. 3.15 для К; = 1,82 при ci-2min < С1 2ном = 3 дБ находим величину Дс1 2 = ±0,225 дБ, которая не превышает Дс1 2доп- 2. Рассчитываем ci2min = ci-гном - Дсд-г = 3 - 0,225 = 2,775 дБ; Кп = = 10-V55/20 0,7265; р++ = ,fl±° = 2,5125; р+- = = 0,398. У 1 - 0,7265 2,5125 3. Определяем волновые сопротивления для четного и нечетного вида колебаний: Z++ = 2,5125 . 50 = 125,6 Ом; Z+~ = 0,398 50 = 199 Ом. 4. Рассчитываем отношение S 0,398 - 2,344 Ю-л^-19,9 = 0,0908 и находим т8 \ . 2-2 Ь 2,5125 / 2 0,0908 N = ( ---1 -2 = 0,3995 мм; Ъ = Vl-0,0908/ - 0,4413 + -fin--+ -5l5?ln --]] (1-0,0908)14,3995 = 2,36 мм. 3,14 V 1-0,0908 1-0,0908 0,0908У] Ч 5. По табл. 3.15 для ci 2 = 2,775 определяем 4/Ан = 0,1782 и рассчитываем длину связи 1 - 0,0908 е = 0,1782 220.10672Д = 16,77 см. Пример 2. Рассчитать трехдецибельный квадратурный мост на симметричных полосковых линиях с боковой связью типа Тандем : граничные частоты /н = 200 МГц, /в = 300 МГц, волновые сопротивления подводящих линий Д = 50 Ом, толщина подложки h - 2 мм, толщина полосок 0,2 мм, диэлектрическая проницаемость г = 2,5, допустимая неравномерность рабочего затухания Дс1-2доп = ±0,5 дБ. 1. Определяем А'/треб = 300/200 = 1,5. По табл. 3.15 для Kf = 1,5 при ci-2miii < С1 2ном = 8,34 дБ находим величину Дс1 2 = 0,18 дБ и проверяем 2Дс1 2 = 2 0,18 дБ < 0,5 дБ. 2. Рассчитываем ci 2min - ci 2hom - Дс1-2 = 8,34 - 0,18 = 8,16 дБ, i. = 10-Me/..o 0,391; ,++ = yi±=i,5l; 1,51 = 0,66. 3. Определяем волновые сопротивления для четного и нечетного вида колебаний: Z++ = 1,51 50 = 75,5 Ом, Z+- = 0,66 50 = 33 Ом. 188,3.3,14-0.391 = 3,18 и геометрические 4. Определяем величину в = размеры зазора и ширины полосок /2;5-50 - 0 -0,3912 2-2 /еЗ>1/2 + е-1/2 - (еЗ, /2-е-з.18/2 j =0.106 мм; 3,14 По табл. 3.15 для ci 2 = 8,16 дБ определяем 4/Лн = 0,207 и рассчитываем длину связи е = 0,207---== = 19,64 см. 200-106 Для проектирования мостов на микрополосковых линиях (рис. 3.44,в) составлены формулы расчета волновых сопротивлений связан- Таблица 3.16
Таблица 3.17
НЫХ ЛИНИЙ при четном и нечетном возбуждении при известных геометрических размерах. Как показали специальные исследования [3.14], наиболее точными при ci 2 8,34 дБ являются следующие формулы [3.15]: 1207г/7? w w Ь ЪЬуД 1,35 lg(46/0 ЪЬф WIS + 1 1207г/7ё 1,35 lg(46/0 WIS + 1 w w 1,35 lg(46/0 36Ve5/+l 1,35 lg[(45/(7r<))tg(46/5)] (3.41) Так как при проектировании заданы и , то из (3.41) определяют конструктивные размеры W, S для известных h, t \л е путем многократных расчетов. В табл. 3.16 и 3.17 приведены взятые из [3.6, табл. 3.3 и 3.7] геометрические размеры некоторых конструкций мостов на линиях с лицевой и боковой связью при Д = 50 Ом и разных значениях диэлектрической проницаемости е. В мосте с лицевой связью (рис. 3.44,а, табл. 3.16), выполненном на диэлектрике с е = 2,1 (фторопласт), параметром является толщина прокладки между полосками S, мм, при заданной высоте h = 2 мм. Очевидно, для получения требуемых значений 0++ и ci 2mm необходимо брать промежуточные значения S. Практически толщина зазора S подбирается экспериментально. В мостах с боковой связью (табл. 3.17) параметром является ci 2min- В [3.10, с. 98-100] также приводятся примеры конструктивных расчетов при заданных и Z~ для несимметричных полосковых линий при разных е и 0. Таблица 3.18
Ширина подводящих симметричных линий (рис. 3.44,г) при е = 1 (без диэлектрика) W= < 200(1 -< i) при Wlh < 2; при Wlh > 2. (3.42) Вначале по любой из формул определяют приближенное значение W W* при t = О. Затем в зависимости от величины W*lh по соответствующей формуле уточняют W при t > Q. Для несимметричных подводящих микрополосковых линий (рис. 3.44,) надо вместо 200 подставить 300 [3.7]. Приведенные формулы дают достаточную для практики точность получения заданных волновых сопротивлений линий Z - R при толщине полосок 0,005.. .0,3 мм [3.7]. Для расчетов геометрических размеров полосковых линий с диэлектриком (е > 1) следует воспользоваться формулами, графиками и таблицами в [1.44; 3.6; 3.10; 3.25], а также приведенными в § 3.11. Во встречно-стержневой конструкции необходимая для построения трехдецибельных мостовых схем сильная связь между линиями достигается параллельным расположением от трех до шести полосок (рис. 3.47). В табл. 3.18 приведены оптимальные геометрические размеры - относительная ширина полосок w - Wlh и относительная ширина зазора Ъ - SIh, определенные из расчетов на ЭВМ, в зависимости от числа полосок N - 3...6 для разных значений диэлектрической проницаемости подложки и нагрузочных сопротивлений R. Видно, что с ростом N уменьшается ширина полосок, но увеличивается ширина зазора между ними. Наиболее широкое применение находит конструкция на рис. 3.47,5, так называемый мост Ланге. По сравнению стандемной конструкцией мосты на встречных стержнях имеют заметно меньшие геометрические размеры, но требуют более й □3 □9
г Рис. 3.47 СЛОЖНОЙ технологии изготовления из-за меньшей ширины полосок и зазоров между ними. В частности, перемычки между полосками осуществляются проволокой диаметром 0,03 мм, которую приваривают точечной сваркой, в то время как в тандемной конструкции перемычки можно выполнять из фольги толщиной 0,015 мм и шириной до 0,2 мм. Согласно данным табл. 3.15 квадратурный мост с лицевой связью обеспечивает полосу в октаву {Kj = 2) при ±Aci 2 = 0,3 ... 0,4 дБ. При переходе к мосту типа Тандем и Ланге существенно снижается полоса пропускания. На рис. 3.48 приведены предельно достижимые значения ±Aci 2max в ЭТИХ типах мостов в зависимости от ci 2 при разных Kj. Одновременно по оси абсцисс отложены оптимальные геометрические размеры при их реализации на подложке с е = 9,8 [3.16]. Видно, что мост Ланге оказывается более широкополосным. Для расширения полосы пропускания до октавы и выше стремятся выравнивать фазовые скорости четных и нечетных волн в связанных линиях. Для этого в мостах типа Тандем зазор между линиями делают пилообразным, что позволяет увеличить Kj до 2...2,5 [3.17]. В мостах Ланге с этой целью переходят к квазиподвешенной подложке , когда под диэлектрической подложкой (непосредственно под связанными линиями) делают воздушную прослойку (см. рис. 3.44,е). Такими 1,В - Ланге  7,4- IS 7.8 7 8,г 8ЛС,цБ 0.13 0,1k 0,15 0,16 0,17 0,18 0.13 s 0.72 т B,7i 0,75 076 077 0.78 а) Рис. 3.48 2,2 2f 2,6 Z8 3.0 3,2 З.С,дЕ 1-1-1-1 I I I т 0.05 0,06 007 0,08 0,03 J L-1-1-1 1 I I 0,1 0.105 0,11 0,115 0.12 0125 iv Ю способами практически обеспечивают полосу рабочих частот около октавы. Дальнейшее расширение полосы достигается каскадным включением двух-трех и более секций связанных линий четвертьволновой длины с различными коэффициентами связи. Каскадное соединение позволяет увеличить ширину связанных линий и зазор между ними, максимально допустимую мощность, передаваемую через мост. Например, в трехсекционных мостах, все секции которого выполняют непосредственно на связанных линиях либо в качестве средней секции, используют тандемную конструкцию или мост Ланге, тем самым обеспечивается ±Ас1 2 0,3 дБ в рабочей полосе с Kj = 4...4,5 [3.18; 3.21], В [3.22] описывается конструкция семисекционного моста, который обеспечивает Kf до 9. При попарном сложении одинаковых генераторов (см. рис. 2.20) используют квадратурные мосты на связанных линиях одно- или реже двухсекционных, в которых подбирают коэффициенты связи отдельных мостов так, чтобы при заданном Kj обеспечивались наилучшие частотные характеристики [3.8; 3.23]. 3.9. Проектирование и расчет резонансных выходных фильтруюпщх систем В передатчиках, предназначенных для работы на фиксированной частоте или предусматривающих перестройку L- и С-элементов при смене частоты, выходную фильтрующую систему (ВФС) обычно строят в виде Г-, П- и Т-цепочек, широко используемых в качестве межкаскадных ЦС (см. § 3.2). Такие цепочки по структуре являются ФНЧ и поэтому хорошо обеспечивают фильтрацию высших гармоник. При этом 1 ... 11 12 13 14 15 16 17 ... 33 |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||